專利名稱：開關(guān)電源電路的制作方法
技術(shù)領(lǐng)域：
本發(fā)明涉及一種用作各種電子裝置中的電源的開關(guān)電源電路。
背景技術(shù)：
公知的各種開關(guān)電源電路例如包括回掃(flyback)變換器型開關(guān)電源電路或正向(forward)變換器型開關(guān)電源電路。由于上述類型的開關(guān)變換器的開關(guān)操作波形是方形波，所以它在抑制開關(guān)噪聲方面受到限制。另外，已經(jīng)知道，由于開關(guān)變換器的操作特性，它在提高功率變換效率方面存在限制。
于是，本申請的申請人提出過各種依賴于各種諧振型變換器的開關(guān)電源電路。依照這些諧振型變換器，因開關(guān)操作波形是正弦波形，所以很容易獲得較高的功率變換效率，并能實現(xiàn)低噪聲。另外，諧振型變換器還具有可由較少量部件構(gòu)成的優(yōu)點。
圖21是表示一種電源電路的配置的例子的電路示意圖，它是基于本申請的申請人以前提出的發(fā)明配置的。該電源電路采用自激電流諧振型變換器。
該圖所示的開關(guān)電源電路包括電壓倍增整流電路作為利用商用AC電源(AC輸入電壓VAC)產(chǎn)生DC輸入電壓(整流濾波電壓Ei)的整流電路系統(tǒng)，所述電壓倍增整流電路包括按圖示方式連接的兩個低速恢復(fù)(recovery)型整流二極管D1和D2、兩個濾波電容器Ci1和Ci2。在電壓倍增整流電路中，在串連連接的濾波電容器Ci1和Ci2上產(chǎn)生整流濾波電壓Ei，它對應(yīng)于AC輸入電壓VAC的兩倍。
如圖所示，電源電路的開關(guān)變換器包括以半橋連接方式連接的兩個開關(guān)元件Q1和Q2，這兩個開關(guān)元件接在濾波電容器Ci1的正極側(cè)節(jié)點和接地點之間。在該情況下，開關(guān)元件Q1和Q2采用可耐400V電壓的雙極晶體管(BJT；結(jié)型晶體管)。
在開關(guān)元件Q1、Q2的集電極和基極之間分別接有起動電阻器RS1和RS2。
另外，在開關(guān)元件Q1和Q2的基極和發(fā)射極之間分別連有箝位二極管DD1和DD2。在該情況下，箝位二極管DD1的陰極與開關(guān)元件Q1的基極相連，而箝位二極管DD1的陽極與開關(guān)元件Q1的發(fā)射極相連。同時，與之類似，箝位二極管DD2的陰極與開關(guān)元件Q2的基極相連，箝位二極管DD2的陽極與開關(guān)元件Q2的發(fā)射極相連。
在開關(guān)元件Q1的基極和開關(guān)元件Q2的集電極之間接有由基極限流電阻RB1、諧振電容器CB1和激勵(driving)繞組NB1組成的串連電路。諧振電容器CB1自身的電容和激勵繞組NB1的電感LB1共同構(gòu)成串連諧振電路。
類似地，在開關(guān)元件Q2的基極和初級側(cè)地之間接有基極限流電阻器RB2、諧振電容器CB2和激勵繞組RB2組成的另一串連電路，諧振電容器CB2和激勵繞組NB2的電感LB2一起構(gòu)成自振蕩串連諧振電路。
一個正交控制變壓器(transformer)PRT(功率調(diào)節(jié)變換器)驅(qū)動開關(guān)元件Q1和Q2，按下面描述的方式執(zhí)行恒壓控制。
正交控制變壓器PRT配置成正交型飽和電抗器，其中纏繞著激勵繞組NB1和NB2以及用于檢測諧振電流的諧振電流檢測繞組NA，并沿著與激勵繞組NB1和NB2的纏繞方向相垂直的方向纏繞著控制繞組NC。
盡管圖中未示出，正交控制變壓器PRT按以下方式構(gòu)成兩個雙通道形四支路(leg)磁芯在其磁支路的端部組合在一起，形成實心磁芯。諧振電流檢測繞組NA和激勵繞組NB沿同一纏繞方向繞制在實心磁芯的兩個磁支路上。另外，控制繞組NC沿著與諧振電流檢測繞組NA和激勵繞組NB的纏繞方向相垂直的方向繞制。
在該情況下，激勵繞組NB1的一端通過串連連接的諧振電容器CB1和基極限流電阻器RB1與開關(guān)元件Q1的基極相連，其另一端與開關(guān)元件Q2的集電極相連。激勵繞組NB2的一端與地相連，另一端通過諧振電容器CB2和電阻器RB2的串連連接與開關(guān)元件Q2的基極相連。激勵繞組NB1和激勵繞組NB2按照能在其中產(chǎn)生彼此極性相反的電壓的方式繞制。
與此同時，諧振電流檢測繞組NA的一端與開關(guān)元件Q1的發(fā)射極和開關(guān)元件Q2的集電極之間的節(jié)點(開關(guān)輸出點)相連，另一端與后面要描述的隔離式變換器變壓器(功率隔離變壓器)PIT的初級繞組N1的一端相連。要注意的是，諧振電流檢測繞組NA的匝數(shù)例如約為1T(匝)。
隔離式變換器變壓器PIT將開關(guān)元件Q1和Q2的開關(guān)輸出傳輸?shù)酱渭墏?cè)。
如圖19所示，隔離變流變換器PIT其構(gòu)成包括E-E型磁芯，該磁芯例如由鐵氧材料制成的E型磁芯CR1和CR2構(gòu)成，如圖19所示，這兩個磁芯按照磁支路彼此相對的方式組合。利用分區(qū)線圈架B將初級繞組N1(N4)和次級繞組N2(N3)按分開狀態(tài)繞在E-E型磁芯的中央磁支路上。該情況下，在分區(qū)線圈架B上按模型(pattern)線組纏繞大約60mmφ的絞合線，以此構(gòu)成初級繞組N1(N4)和次級繞組N2(N3)。
另外，該情況下，在E-E型磁芯的中央磁支路上形成0.5mm到1.0mm的間隙G。由于間隙G的存在，將初級繞組N1和次級繞組N2(N3)的耦合系數(shù)設(shè)定成例如可獲得K＝0.8的弱耦合狀態(tài)。
隔離式變換器變壓器PIT的初級繞組N1的一端通過諧振電流檢測繞組NA與開關(guān)元件Q1的發(fā)射極和開關(guān)元件Q2的集電極之間的節(jié)點(開關(guān)輸出點)相連，由此獲得開關(guān)輸出。初級繞組N1的另一端通過初級側(cè)串連諧振電容器C1(例如由薄膜電容器構(gòu)成)與初級側(cè)地相連。
在該情況下，初級側(cè)串連諧振電容器C1和初級繞組N1串連連接，而初級側(cè)串連諧振電容器C1的電容和包括該初級繞組N1(串連諧振繞組)的隔離式變換器變壓器PIT的漏磁電感分量共同構(gòu)成串連諧振電路，從而讓開關(guān)變換器的操作成為電流諧振型操作。
用于初級側(cè)部分電壓(partial voltage)諧振的初級側(cè)部分電壓諧振電容器Cp并聯(lián)在開關(guān)元件Q2的集電極和發(fā)射極之間，初級側(cè)部分電壓諧振電容器Cp和初級繞組N1的漏磁電感構(gòu)成部分電壓諧振電路。由此，開關(guān)元件Q1和Q2能執(zhí)行零電壓開關(guān)(ZVS)操作和零電流開關(guān)(ZCS)。
利用圖中所示的初級側(cè)開關(guān)變換器，就能實現(xiàn)初級側(cè)串連諧振電路(L1-C1)的電流諧振型操作和部分電壓諧振電路(Cp/L1)的部分電壓諧振操作。
簡而言之，圖中所示的電源電路采用其中一能使初級側(cè)開關(guān)變換器成為諧振型開關(guān)變換器的諧振電路與另一諧振電路組合的形式。在本說明書中，將上述類型的開關(guān)變換器稱為組合諧振型變換器。
另外，在圖中所示的隔離式變換器變壓器PIT的次級側(cè)，以彼此獨立分開方式纏繞著次級繞組N2和N3。另外，橋式整流電路DBR和濾波電容器C01與次級繞組N2相連，以產(chǎn)生次級側(cè)DC輸出電壓E01。與此同時，次級繞組N3設(shè)有中心抽頭，整流二極管D01和D02以及濾波電容器C02按圖中所示的方式與次級繞組N3相連，從而構(gòu)成由[整流二極管D01和D02以及濾波電容器C02]組成的全波整流電路，以產(chǎn)生次級側(cè)DC輸出電壓E02。
在該情況下，次級側(cè)DC輸出電壓E01也被分接(branch)并輸入到控制電路1中。
控制電路1提供DC電流，按照下面所述，例如，該DC電流的電平響應(yīng)于次級側(cè)的次級側(cè)DC輸出電壓E01的電平，隨著對于正交控制變壓器PRT的控制繞組NC的控制電流而變化，由此執(zhí)行恒壓控制。
就具有上述配置的電源電路的開關(guān)操作而言，當(dāng)首先能得到商用AC電源時，例如可通過起動電阻器RS1和RS2向開關(guān)元件Q1和Q2的基極提供起動電流，并且，例如如果開關(guān)元件Q1先導(dǎo)通，就會控制開關(guān)元件Q2關(guān)斷。然后，諧振電流作為開關(guān)元件Q1的輸出流過諧振電流檢測繞組NA-初級繞組N1-初級側(cè)串連諧振電容器C1。按以下方式控制開關(guān)元件Q1和Q2在諧振電流變?yōu)榱愕臅r間點附近，開關(guān)元件Q2導(dǎo)通，而開關(guān)元件Q1關(guān)斷。然后，反向諧振電流流過開關(guān)元件Q2。之后，開始開關(guān)元件Q1和Q2交替導(dǎo)通的自激開關(guān)操作。
由于開關(guān)元件Q1和Q2按這種方式利用濾波電容器Ci的端電壓作為操作電源重復(fù)導(dǎo)通/關(guān)斷的交替操作，將波形接近諧振電流波形的激勵電流提供給隔離式變換器變壓器PIT的初級繞組N1，并在次級繞組N2和N3處獲得交變輸出。
由正交控制變壓器PRT的恒壓控制按以下方式進行。
例如，如果次級側(cè)DC輸出電壓E01因AC輸入電壓或負載功率的改變而變化，控制電路1就響應(yīng)次級側(cè)DC輸出電壓E01的變化，以可變方式控制流到控制繞組NC的控制電流的電平。
由于正交控制變壓器PRT中控制電流產(chǎn)生的磁通量的影響，正交控制變壓器PRT的飽和狀態(tài)趨勢改變，它會作用改變激勵繞組NB1和NB2的電感。結(jié)果，自激勵振蕩電路的狀態(tài)發(fā)生變化，從而控制開關(guān)頻率fs變化。
在該圖所示的電源電路中，將開關(guān)頻率fs設(shè)在高于初級側(cè)串連諧振電容器C1和初級繞組N1的串連諧振電路的諧振頻率的頻率范圍內(nèi)，例如，如果開關(guān)頻率fs變高，開關(guān)頻率fs就與串連諧振電路的諧振頻率遠離。于是，初級側(cè)串連諧振電路對開關(guān)輸出的諧振阻抗升高。
由于諧振阻抗以這種方式變高，就會抑制要提供給初級側(cè)串連諧振電路的初級繞組N1的激勵電流，結(jié)果，也抑制了次級側(cè)DC輸出電壓，由此實現(xiàn)了恒壓控制。
圖22是表示另一電源電路的配置的例子的電路示意圖，它是基于本申請的申請人以前提出的發(fā)明構(gòu)成的。要注意的是，與圖21所示電源電路的元件相同的元件用相同參考數(shù)字表示，在此省略了對它們的說明。
圖22的電源電路也包括電流諧振型變換器，其中開關(guān)元件Q11和Q12以半橋連接方式相連，但其驅(qū)動方法是分別激勵法。該情況下，采用MOS-FET或IGBT(絕緣柵雙極晶體管)作為開關(guān)元件Q11和Q12。
另外，在該情況下，由橋式整流電路Di和濾波電容器Ci構(gòu)成的整流濾波電路對商用AC電源AC的AC輸入電壓VAC進行整流和濾波，產(chǎn)生例如等于AC輸入電壓VAC的峰值的DC輸入電壓。
開關(guān)元件Q11和Q12的柵極與振蕩驅(qū)動電路11相連。開關(guān)元件Q11的漏極與濾波電容器Ci的正極相連，而開關(guān)元件Q11的源極通過初級繞組和初級側(cè)串連諧振電阻器C1與初級側(cè)地相連。與此同時，開關(guān)元件Q12的漏極與開關(guān)元件Q11的源極相連，開關(guān)元件Q12的源極與初級側(cè)地相連。
并且，用于初級側(cè)部分電壓諧振的初級側(cè)部分電壓諧振電容器Cp與開關(guān)元件Q12的漏極-源極并聯(lián)。
此外，開關(guān)元件Q11和Q12的漏極和源極之間并聯(lián)著箝位二極管DD1和DD2。
為了實現(xiàn)開關(guān)而對開關(guān)元件Q11和Q12進行驅(qū)動，由此實現(xiàn)振蕩驅(qū)動電路11的開關(guān)操作，它與下面參照圖21所述的操作類似。
具體而言，該情況下的控制電路1通過光電耦合器PC向初級側(cè)的振蕩驅(qū)動電路11提供一定電平的電流或電壓，該電流或電壓響應(yīng)次級側(cè)DC輸出電壓E01的變化而變化。振蕩驅(qū)動電路11向開關(guān)元件Q11和Q12的柵極交替輸出開關(guān)驅(qū)動信號(電壓)，該信號的周期響應(yīng)控制電路1的輸出電平而變化，由此實現(xiàn)了次級側(cè)DC輸出電壓E01的穩(wěn)定化。于是開關(guān)元件Q11和Q12的開關(guān)頻率也發(fā)生變化。
在該情況下，振蕩驅(qū)動電路11向隔離變流變換器PIT的初級側(cè)上上設(shè)置的第三繞組N4輸入低壓DC電壓E3，以利用該DC電壓E3作為操作電源，所述低壓C電壓E3是通過整流二極管D3和電容器C3組成的整流電路得到的。此外，通過起動電阻器RS輸入整流濾波電壓Ei來起動振蕩驅(qū)動電路11。
圖23是表示圖21所示電源電路的主要部件的操作波形圖。
要注意的是，圖22所示電源電路的操作波形也基本上類似于圖23的操作波形。
首先，如果能得到商用AC電源，并且也例如通過起動電阻器RS1向開關(guān)元件Q1的基極提供了起動電流來導(dǎo)通開關(guān)元件Q1，那么就會控制開關(guān)元件Q2關(guān)斷。然后，作為開關(guān)元件Q1的輸出的諧振電流沿著初級繞組N1-初級側(cè)串連諧振電容器C1流動，并且在諧振電流等于零的時間點附近，控制開關(guān)元件Q1和Q2，以便讓開關(guān)元件Q2導(dǎo)通，開關(guān)元件Q1關(guān)斷。之后，控制開關(guān)元件Q1和Q2交替導(dǎo)通。
于是，在其中開關(guān)元件Q2導(dǎo)通的周期TON和其中開關(guān)元件Q2關(guān)斷的另一周期TOFF內(nèi)，開關(guān)元件Q2的集電極-發(fā)射極電壓VQ2的波形如圖23(a)所示，波形如圖23(b)所示的開關(guān)電流IQ2流到開關(guān)元件Q2的集電極。
另外，盡管此處未示出，開關(guān)元件Q1的集電極-發(fā)射極電壓和流入開關(guān)元件Q1側(cè)的開關(guān)電流的波形分別與開關(guān)元件Q2的集電極-發(fā)射極電壓VQ2和開關(guān)電流IQ2的波形相位相差180度。簡而言之，開關(guān)元件Q1和Q2在它們交替導(dǎo)通/關(guān)斷的同時執(zhí)行開關(guān)操作。
響應(yīng)于開關(guān)元件Q1和Q2的開關(guān)操作，流入初級側(cè)串連諧振電容器C1的初級側(cè)串連諧振電流I1的波形為依照圖23(c)所示開關(guān)周期的正弦波形。簡而言之，初級側(cè)串連諧振電流I1具有依照電流諧振型的諧振波形。在次級繞組N2中，也因為流過初級繞組N1的電流所產(chǎn)生的交變電壓而激勵交變電壓。
然后，響應(yīng)于次級繞組N2中按上述方式產(chǎn)生的交變電壓，在與次級繞組N2相連的橋式整流電路DBR的正極側(cè)輸入端和負電極側(cè)輸入端之間獲得波形如圖23(e)所示的端子間電壓V2。簡而言之，在整流電流流過橋接整流電路DBR的周期內(nèi)，獲得被箝位于整流濾波電壓E0的絕對值電平上的波形。端子間電壓V2被箝位于E0的絕對值電平上的時間對應(yīng)于整流電流流過的時間，由此表明，取決于端子間電壓V2，流過次級繞組N2的電流呈現(xiàn)不連續(xù)模式。
另外，對于與開關(guān)元件Q2并聯(lián)連接的初級側(cè)部分電壓諧振電容器Cp，圖23(d)所示的諧振電流ICP僅在開關(guān)元件Q1和Q2導(dǎo)通或關(guān)斷的很短時間周期內(nèi)流動。簡而言之，執(zhí)行部分電壓諧振操作。
由此就控制著開關(guān)元件Q1和Q2執(zhí)行ZVS操作和ZCS操作，進而降低了開關(guān)元件Q1和Q2的開關(guān)損耗。
圖24是表示在周期TON內(nèi)AC-DC功率變換效率(ηAC-DC)、開關(guān)元件Q2和開關(guān)頻率fs的變化特性的示意圖，此時，AC輸入電壓VAC是VAC＝100V時，次級側(cè)DC輸出電壓E01的負載功率Po由0W變?yōu)?00W。
如該圖所示，在圖21所示的電源電路示意圖中，開關(guān)頻率fs被控制成隨負載功率Po增大而降低。另外，開關(guān)元件Q2被同時控制成使得開關(guān)元件Q2導(dǎo)通的周期TON增加。
此外，該情況下，當(dāng)負載功率Po是Po＝200W時，AC-DC功率變換效率(ηAC-DC)大約為91.8％，當(dāng)負載功率Po是Po＝150W時，它約為92.4％。因此，當(dāng)負載功率Po是Po＝150W時，獲得最高效率狀態(tài)。
要注意的是，當(dāng)打算獲得圖23所示的操作波形和圖24所示的特性時，按以下方式選擇圖21中所示裝置的部件常數(shù)。
首先，對于隔離變流變換器PIT而言，纏繞的初級繞組N1＝次級繞組N2＝45T。另外，選擇初級側(cè)串連諧振電容器C1＝0.056μF，初級側(cè)部分電壓諧振電容器Cp＝330pF。
圖25是表示相關(guān)技術(shù)的開關(guān)電源電路的另一電路例子的示意圖，它是基于本申請的申請人以前提出的發(fā)明構(gòu)成的。要注意的是，與圖21和22所示電源電路相同的元件用相同參考符號表示，在此省略了對它們的說明。
在該圖所示的電源電路中，部分電壓諧振電路與分別激勵電流諧振型變換器組合。另外，電源電路采用能滿足商用AC電源AC＝100V系統(tǒng)的條件的配置。
另外，在該圖所示的電源電路中，與圖22中所示的電源電路類似，也采用全波整流濾波電路作為輸入整流電路。
此外，在該電源電路中，為了驅(qū)動開關(guān)元件Q11和Q12實現(xiàn)開關(guān)操作，例如，設(shè)置了由通用IC構(gòu)成的振蕩、驅(qū)動與保護電路2。振蕩、驅(qū)動與保護電路2包括振蕩電路、驅(qū)動電路和保護電路。振蕩電路和驅(qū)動電路向每個開關(guān)元件Q11和Q12的柵極(gate)提供所需頻率的驅(qū)動信號(柵極電壓)。由此，開關(guān)元件Q11和Q12執(zhí)行開關(guān)操作，使它們以所需開關(guān)頻率交替導(dǎo)通/關(guān)斷。
與此同時，振蕩、驅(qū)動和保護電路2的保護電路例如檢測電源電路的過電流或過電壓狀態(tài)，控制開關(guān)元件Q11和Q12的開關(guān)操作，對電路執(zhí)行保護。
次級繞組N2和匝數(shù)比次級繞組N2的匝數(shù)少的另一次級繞組N2A纏繞在隔離式變換器變壓器PIT的次級側(cè)上。在次級側(cè)繞組中，響應(yīng)于發(fā)送給初級次級繞組N2設(shè)有圖中所示的中央抽頭，該中央抽頭與次級側(cè)地相連。另外，如圖所示，由整流二極管D01和D02以及濾波電容器C01構(gòu)成的全波整流電路與次級繞組N2相連。由此，就獲得了整流濾波電壓E01，它是在濾波電容器C01上的電壓。整流濾波電壓E01提供給負載側(cè)(未示出)，其也被分接并輸入作為下面描述的控制電路1的檢測電壓。
次級繞組N2A的中央抽頭也與次級側(cè)地相連，由整流二極管D01和D04以及濾波電容器C02構(gòu)成的另一全波整流電路與該次級繞組N2A相連。由此，由在濾波電容器C02上的電壓得到了次級側(cè)DC輸出電壓E02。次級側(cè)DC輸出電壓E02也被提供為控制電路1的操作電源。
控制電路1將對應(yīng)于次級側(cè)DC輸出電壓E01的電平變化的檢測輸出提供給振蕩、驅(qū)動與保護電路2。振蕩、驅(qū)動與保護電路2驅(qū)動開關(guān)元件Q11和Q12，使其開關(guān)頻率響應(yīng)于輸入到其上的控制電路1的檢測輸出而變化。由于開關(guān)元件Q11和Q12的開關(guān)頻率按這種方式變化，就會穩(wěn)定次級側(cè)DC輸出電壓的電平。
在此，在具有上述配置的電源電路中，獲得約1.7V的電壓即DC電壓E3，作為操作電源提供給振蕩、驅(qū)動和保護電路2。
獲得大約135v的電壓作為次級側(cè)DC輸出電壓E01。然后，在該條件下，選擇次級繞組N2的匝數(shù)T，使其滿足5V/T，流入整流二極管D01和D02的次級繞組電流呈現(xiàn)連續(xù)模式。
圖26是表示圖25中所示電源電路在開關(guān)周期內(nèi)的操作的波形圖。在此，示出了AC輸入電壓VAC＝100V和負載功率Po＝125W條件下的操作。
在該情況下，開關(guān)元件Q12的集電極-發(fā)射極電壓VQ2在開關(guān)元件Q12導(dǎo)通的周期TON內(nèi)和開關(guān)元件Q12關(guān)斷的另一周期TOFF內(nèi)具有圖26(a)所示波形，具有圖26(b)所示波形的集電極電流IQ2流到開關(guān)元件Q12的集電極。
另外，初級繞組N1的勵磁電感L1產(chǎn)生的負極性鋸齒波形電流作為集電極電流IQ2流過箝位二極管DD2的周期A變?yōu)椴幌蜇撦d側(cè)傳送功率的不傳功率周期。
相反，初級繞組N1的漏磁電感分量L11和初級側(cè)串連諧振電容器C1的電容產(chǎn)生的正極性諧振電流作為集電極電流IQ2流動的另一周期B是向負載側(cè)傳送功率的功率傳送周期。
在該情況下，由于圖26(d)所示的那種初級繞組電流I1流到初級側(cè)串連諧振電容C1，隔離式變換器變壓器PIT的初級繞組N1上獲得呈現(xiàn)圖26(C)所示的在周期TON和周期TOFF內(nèi)極性相反的電壓V1。
另外，由于圖26(f)所示的那種次級側(cè)電流ID在次級繞組N2的中央抽頭和次級側(cè)地之間流動，因此在次級繞組N2的纏繞起始端側(cè)和次級側(cè)地的端子間電壓V2具有圖26(e)所示的那種波形。
圖27是表示開關(guān)周期內(nèi)在AC輸入電壓VAC＝100V和負載功率Po＝25W條件下的操作的波形圖，用以與開關(guān)周期內(nèi)的圖26所示波形圖進行比較。
該情況下，在開關(guān)元件Q12導(dǎo)通的周期TON內(nèi)和開關(guān)元件Q12關(guān)斷的另一周期TOFF內(nèi)，開關(guān)元件Q12的集電極-發(fā)射極電壓VQ2具有圖27(a)所示的那種波形，具有圖27(b)所示波形的開關(guān)電流IQ2流向開關(guān)元件Q12的集電極。在該情況下，經(jīng)與圖26(b)所示的波形進行比較可以看出，周期A延長。由此，可以認為，當(dāng)負載功率Po＝25(低負載時)時，傳到負載側(cè)的功率降低，功率轉(zhuǎn)換效率下降。
在該情況下，具有圖27(d)所示正弦波形的初級側(cè)串連諧振電流I1流到初級側(cè)串連諧振電容器C1。由此，在隔離式變換器變壓器PIT的初級繞組N1上獲得具有圖27(c)所示波形的電壓V1。
另外，由于圖27(f)所示的那種次級側(cè)電流ID在次級繞組N2的中央抽頭和次級側(cè)地之間流動，次級繞組N2的纏繞起始端側(cè)和次級側(cè)地之間的端子間電壓V2具有圖27(e)所示的那種波形。
圖28表示AC-DC功率變換效率(ηAC-DC)、開關(guān)頻率fs和開關(guān)輸出電流IQ1和IQ2相對于圖25所示電源電路的負載功率變化的變化特性曲線。在此示出了AC輸入電壓VAC＝100V、負載功率Po＝0W到125W條件下的特性。
該情況下，可以看到，AC-DC功率變換效率(ηAC-DC)具有隨著負載增大而增大的趨勢。特別是，在該情況下，盡管AC-DC功率變換效率(ηAC-DC)例如在負載功率Po是Po＝125W時接近92％，但當(dāng)負載功率Po是Po＝50W時AC-DC功率變換效率(ηAC-DC)降到約89％，當(dāng)負載功率Po是Po＝25W時，AC-DC功率變換效率(ηAC-DC)進一步降到大約82.5％。該情況下，無負載條件下的AC輸入功率是4.2W。
與此同時，開關(guān)頻率fs具有隨負載降低而成比例增大的趨勢。
另外，當(dāng)負載功率Po是Po＝125W時開關(guān)輸出電流IQ1和IQ2的峰值為3.5Ap，當(dāng)負載功率Po是Po＝25W時開關(guān)輸出電流IQ1和IQ2的峰值為3.0Ap。
依照圖25所示電源電路的配置，當(dāng)負載功率Po是Po＝25W時，因初級繞組N1的漏磁電感分量L11(L11＝42μH)和初級側(cè)串連諧振電容器C1的電容引起正極性諧振電流流動，于是向負載側(cè)傳送功率的周期B縮短。然后，因初級繞組N1的勵磁電感L1(L1＝165μH)使負極性鋸齒波電流流動的功率不傳送周期A變長。結(jié)果，對于圖25所示配置的電源電路，低負載狀態(tài)下的AC-DC功率變換效率(ηAC-DC)下降。
要注意的是，按以下方式選擇圖25電源電路的元器件，獲得圖26到28所示的測量結(jié)果。
首先，對于隔離式變換器變壓器PIT，將間隙G定為G＝1.0mm，從而將耦合參數(shù)k選擇為k＝0.87。然后，繞制初級繞組N1＝24T，次級繞組N2＝23T+23T，第三繞組N4＝2T。
此外，選擇初級側(cè)串連諧振電容器C1＝0.068μF，初級側(cè)部分電壓諧振電容器Cp＝470μF。
要注意的是，例如，可列出日本專利公開平8-066025號的專利公報作為與本發(fā)明相關(guān)的另一現(xiàn)有技術(shù)。
順便提及，對于配置成半橋型電流諧振型變換器、以通過全波整流電路方式獲得DC輸入電壓的電源電路，存在著增強功率變換效率方面的局限。具體而言，能保證功率變換效率大約達到92％的負載功率最大是大約120W。例如，在125W到150W范圍的重負載條件下，功率變換效率等于或低于92％。
因此，例如，如果希望獲得電源電路能解決最大負載功率在150W以上的高功率變換效率，可將電源電路配置成通過圖21所示的電壓倍增整流電路獲得DC輸入電壓。利用該配置，能將功率變換效率提高到約93％。但是，在該情況下，必需將兩個濾波電容器組合到電壓倍增整流電路中，由于開關(guān)元件Q1和Q2以及諧振電容器的耐壓特性提高，部件成本也增加。
另外，特別是，功率變換效率隨負載降低而下降成為上述現(xiàn)有技術(shù)的電源電路所共有的問題。
例如，以圖25所示的電源電路為例，當(dāng)負載功率Po是Po＝50W時，AC-DC轉(zhuǎn)換效率(ηAC-DC)約為89％，當(dāng)負載功率Po＝25W時，它約為82.5％。另外，在負載功率Po是Po＝0W的無負載條件下，AC輸入功率約為4.2W。
按照這種方式，對于作為相關(guān)技術(shù)變換器的包括上述電流諧振型變換器的組合諧振型變換器來說，人們需要在從大負載條件到小負載條件的范圍內(nèi)獲得更高功率變換效率。

發(fā)明內(nèi)容
于是，考慮到上述問題，依照本發(fā)明按以下方式配置開關(guān)電源電路。
具體是，開關(guān)電源電路包括整流濾波部分，用于接收商用AC電源作為其輸入，并對商用AC電源執(zhí)行整流濾波操作，以產(chǎn)生整流濾波電壓；開關(guān)部分，包括多個開關(guān)元件，用于遮斷輸入到其上的DC輸入電壓；以及驅(qū)動部分，用于驅(qū)動開關(guān)元件進行開關(guān)。
開關(guān)電源電路還包括包括初級繞組和次級繞組的變換器變壓器，所述繞組纏在帶磁支路的磁芯上，所述磁芯中形成了預(yù)定長度或以上的間隙，這樣初級繞組和次級繞組為弱耦合狀態(tài)，其耦合系數(shù)等于或低于所需值，這些繞組的匝數(shù)被設(shè)定成能使每匝次級繞組的感應(yīng)電壓等于或低于預(yù)定電平，在初級繞組上獲得的開關(guān)部分的輸出傳給次級繞組。
開關(guān)電源電路還包括用于使開關(guān)部分操作成為電流諧振型操作的初級側(cè)串連諧振電路，至少由變換器變壓器的初級繞組的漏磁電感分量和與初級繞組串連連接的初級側(cè)串連諧振電容器的電容構(gòu)成；僅在構(gòu)成開關(guān)部分的開關(guān)元件的關(guān)斷周期內(nèi)執(zhí)行部分電壓諧振操作的初級側(cè)部分電壓諧振電路，由與構(gòu)成開關(guān)部分的一個預(yù)定開關(guān)元件并聯(lián)連接的初級側(cè)部分電壓諧振電容器的電容和變換器變壓器初級繞組的漏磁電感分量構(gòu)成；以及用于執(zhí)行整流操作的DC輸出電壓產(chǎn)生部分，其中DC輸出電壓產(chǎn)生部分接收在變換器變壓器次級繞組上獲得的交變電流作為輸入，產(chǎn)生次級側(cè)DC輸出電壓。
依照上述配置，本發(fā)明的開關(guān)電源電路以組合諧振型變換器為基本配置，其中在初級側(cè)組合了電流諧振型開關(guān)變換器和初級側(cè)部分電壓諧振電路。另外，在變換器變壓器的磁芯中形成了預(yù)定長度或其以上的間隙，這樣初級繞組和次級繞組為弱耦合狀態(tài)，其耦合系數(shù)等于或低于所需值。再有，對初級繞組和次級繞組的匝數(shù)進行選擇，使得每匝次級繞組的感應(yīng)電壓能使流過變換器變壓器次級側(cè)的次級側(cè)電流呈現(xiàn)連續(xù)操作模式。因此，由于流過初級繞組的初級側(cè)串連諧振電流隨負載功率的降低而一起降低，就減少了初級側(cè)的功率損耗，增強了AC-DC功率變換效率。
另外，本發(fā)明的開關(guān)電源電路可按以下方式構(gòu)成。
尤其是，開關(guān)電源電路包括整流濾波部分，用于接收商用AC電源作為其輸入，并對商用AC電源進行整流濾波操作，以產(chǎn)生整流濾波電壓；包括用于遮斷輸入到其上的DC輸入電壓的多個開關(guān)元件的開關(guān)部分，；和用于驅(qū)動開關(guān)元件進行開關(guān)的驅(qū)動部分。
開關(guān)電源電路還包括變換器變壓器，該變壓器包括纏繞在具有磁支路的磁芯上的初級繞組和次級繞組，所述磁芯中形成了一個預(yù)定長度或其以上的間隙，這樣初級繞組和次級繞組為弱耦合狀態(tài)，其耦合系數(shù)等于或低于所需值，次級繞組的匝數(shù)被設(shè)定成能使每匝次級繞組的感應(yīng)電壓等于或低于預(yù)定電平，在初級繞組上獲得的開關(guān)部分的輸出傳給次級繞組。
開關(guān)電源電路還包括初級側(cè)串連諧振電路和初級側(cè)部分電壓諧振電路，前者至少由變換器變壓器的初級繞組的漏磁電感分量和與初級繞組串連連接的初級側(cè)串連諧振電容器的電容構(gòu)成，用于使開關(guān)部分的操作成為電流諧振型操作，后者由與構(gòu)成開關(guān)部分的一個預(yù)定開關(guān)元件并聯(lián)連接的初級側(cè)部分電壓諧振的電容器的電容和變換器變壓器的初級繞組的漏磁電感分量構(gòu)成，用以僅在構(gòu)成開關(guān)部分的開關(guān)元件的關(guān)斷周期內(nèi)執(zhí)行部分電壓諧振操作。
開關(guān)電源電路還包括執(zhí)行整流操作的DC輸出電壓產(chǎn)生部分，其中DC輸出電壓產(chǎn)生部分接收在變換器變壓器的次級繞組上獲得的交變電壓作為它的輸入，產(chǎn)生次級側(cè)DC輸出電壓；次級側(cè)部分電壓諧振電路，由與隔離式變換器變壓器的次級繞組并聯(lián)連接的次級側(cè)部分電壓諧振電容器的電容和次級繞組的漏磁電感分量構(gòu)成，用以執(zhí)行次級側(cè)部分諧振操作。
依照上述配置，本發(fā)明的開關(guān)電源電路以組合諧振型變換器為基本配置，其中在初級側(cè)組合了電流諧振型開關(guān)變換器和初級側(cè)部分電壓諧振電路。另外，除了在隔離式變換器變壓器的磁芯上形成了預(yù)定長度或其以上的間隙以外，使得初級繞組和次級繞組為弱耦合狀態(tài)，其耦合系數(shù)等于或低于所需值以外，還在次級側(cè)設(shè)置了次級側(cè)部分電壓諧振電路。另外，初級繞組和次級繞組的匝數(shù)其選擇，使得每匝次級繞組的感應(yīng)電壓能使流過變換器變壓器次級側(cè)的整流電流的電壓呈現(xiàn)不連續(xù)操作模式。
此外，在部分電壓諧振電路的部分電壓諧振作用下，流過初級側(cè)串連諧振電容器C1的初級側(cè)串連諧振電流的波形是M形波形，使得流過開關(guān)元件的電流的電流波形也是M形波形。由此，當(dāng)負載功率在200W到0W的范圍內(nèi)時，能夠降低流過初級側(cè)的初級側(cè)串連諧振電流或者流過開關(guān)元件的電流的峰值電平，從而增強AC-DC功率變換效率。
另外，在隔離式變換器變壓器的次級側(cè)上設(shè)置次級側(cè)部分電壓諧振電路，由此能在次級側(cè)實現(xiàn)部分電壓諧振操作。通過部分電壓諧振操作，就在建立上述不連續(xù)模式的周期內(nèi)流過部分電壓諧振電流，并且沒有整流電流流過。


圖1是本發(fā)明第一實施例的開關(guān)電源電路的電路示意圖；圖2(a)到(g)是表示第一實施例開關(guān)電源電路的操作的波形圖；圖3是表示第一實施例開關(guān)電源電路的特性的特性曲線圖；圖4是表示次級側(cè)電路配置的另一例子的示意圖；圖5是第二實施例的開關(guān)電源電路的電路示意圖；圖6(a)到(f)是表示第二實施例開關(guān)電源電路的操作的波形圖；圖7(a)到(f)是表示第二實施例開關(guān)電源電路的操作的波形圖；圖8是表示第二實施例開關(guān)電源電路的特性的特性曲線圖；圖9是表示第二實施例開關(guān)電源電路的操作的波形圖；圖10是第三實施例的開關(guān)電源電路的電路示意圖；圖11是表示第四實施例的開關(guān)電源電路的電路示意圖；圖12(a)到(h)表示第四實施例開關(guān)電源電路的操作的波形圖；圖13是表示第四實施例開關(guān)電源電路的特性的特性曲線圖；圖14是第五實施例的開關(guān)電源電路的電路示意圖；圖15(a)到(f)是表示第五實施例開關(guān)電源電路的操作的波形圖；圖16(a)到(f)是表示第五實施例開關(guān)電源電路的操作的波形圖；圖17是表示第五實施例開關(guān)電源電路的特性的特性曲線圖；圖18(a)到(h)是表示第六實施例的開關(guān)電源電路的操作的波形圖；圖19是表示在本發(fā)明的電源電路中設(shè)置的隔離式變換器變壓器的配置的例子的剖示圖；圖20是表示在該實施例的電源電路中設(shè)置的隔離式變換器變壓器的結(jié)構(gòu)的例子的剖示圖；圖21是現(xiàn)有技術(shù)中的一個開關(guān)電源電路配置的例子的電路示意圖；圖22是表示現(xiàn)有技術(shù)中的另一開關(guān)電源電路結(jié)構(gòu)的例子的電路示意圖；圖23(a)到(e)是表示圖21所示開關(guān)電源電路的操作的波形圖；圖24是表示圖21所示開關(guān)電源電路的AC-DC功率變換效率的特性曲線圖；
圖25是表示現(xiàn)有技術(shù)中的再一個開關(guān)電源電路配置的例子的電路示意圖；圖26(a)到(f)是表示圖25所示開關(guān)電源電路的主要元件的操作的波形圖；圖27(a)到(f)是表示圖25所示開關(guān)電源電路的主要元件的操作的波形圖；以及圖28是表示圖25所示開關(guān)電源電路的特性的特性曲線圖。
具體實施例方式
下面將描述本發(fā)明的實施例。
圖1表示作為本發(fā)明第一實施例的開關(guān)電源電路配置的一個例子。
圖1所示開關(guān)電源電路是作為組合諧振型變換器的開關(guān)電源電路，它的初級側(cè)包括四元件配置的自振蕩電流諧振型變換器，包括初級側(cè)部分電壓諧振電容器的初級側(cè)部分電壓諧振電路。
在該電源電路中，設(shè)置共模扼流圈CMC和跨接(cross)電容器CL作為噪聲濾波器來除去商用AC電源AC中的共模噪聲，從而形成所謂的線路濾波器。
另外，設(shè)置由橋式整流電路Di和濾波電容器Ci構(gòu)成的全波整流濾波電路作為整流電路系統(tǒng)，以利用商用AC電源產(chǎn)生DC輸入電壓，并產(chǎn)生對應(yīng)于等于AC輸入電壓VAC的電平的整流濾波電壓Ei。
該圖所示的電流諧振型變換器包括四個開關(guān)元件Q1、Q2、Q3和Q4，如圖所示，它們按全橋連接方式連接。在該情況下，開關(guān)元件Q1到Q4采用電壓耐壓達200V的雙極晶體管(BJT；結(jié)型晶體管)。
開關(guān)元件Q1和Q3的集電極與整流濾波電壓Ei線(與濾波電容器Ci的正極)相連。
開關(guān)元件Q1的發(fā)射極與開關(guān)元件Q2的集電極相連，開關(guān)元件Q2的發(fā)射極與初級側(cè)地相連。
開關(guān)元件Q3的發(fā)射極與開關(guān)元件Q4的集電極相連，開關(guān)元件Q4的發(fā)射極與初級側(cè)地相連。
開關(guān)元件Q1的基極與自振蕩驅(qū)動電路相連，該電路由串連連接的基極限流電阻器RB1、諧振電容器CB1和激勵繞組NB1構(gòu)成。在此，諧振電容器CB1和激勵繞組NB1的串連連接構(gòu)成了諧振電容器CB1的電容和激勵繞組NB1的電感的串連諧振電路，開關(guān)頻率就由該串連諧振電路的諧振頻率決定?；鶚O限流電阻器RB1調(diào)節(jié)基極電流電平，將其作為驅(qū)動信號從自振蕩驅(qū)動電路提供給開關(guān)元件Q1的基極。
在開關(guān)元件Q1的基極和發(fā)射極之間沿圖中所示方向連接了一個阻尼二極管DD1。與此同時，在開關(guān)元件Q1的集電極和基極之間連接了一個起動電阻器RS1，用于向開關(guān)元件Q1的基極提供起動電流。
與之類似，由基極限流電阻器RB2、諧振電容器CB2和激勵繞組NB2串連連接構(gòu)成的自振蕩驅(qū)動電路與開關(guān)元件Q2的基極相連。諧振電容器CB2和激勵繞組NB2構(gòu)成串連諧振電路。在開關(guān)元件Q2的基極和發(fā)射極之間連接了一個阻尼二極管DD2，在開關(guān)元件Q2的集電極和基極之間連接了一個起動電阻器RS2。
另外，類似的是，由基極限流電阻器RB3、諧振電容器CB3和激勵繞組NB3串連連接而成的自振蕩驅(qū)動電路與開關(guān)元件Q3的基極相連。諧振電容器CB3和激勵繞組NB3構(gòu)成串連諧振電路。在開關(guān)元件Q3的基極和發(fā)射極之間連接了一個阻尼二極管DD3，在開關(guān)元件Q3的集電極和基極之間連接了一個起動電阻器RS3。
此外，類似地，由基極限流電阻器RB4、諧振電容器CB4和激勵繞組NB4串連連接而成的一個自振蕩驅(qū)動電路與開關(guān)元件Q4的基極相連。諧振電容器CB4和激勵繞組NB4構(gòu)成串連諧振電路。在開關(guān)元件Q4的基極和發(fā)射極之間連接了一個阻尼二極管DD4，在開關(guān)元件Q4的集電極和基極之間連接了一個起動電阻器RS4。
在開關(guān)元件Q2和Q4的集電極和發(fā)射極之間分別并聯(lián)著初級側(cè)部分電壓諧振電容器Cp1和Cp2。
初級側(cè)部分電壓諧振電容器Cp1的電容和隔離式變換器變壓器PIT的初級繞組N1的電感分量構(gòu)成并聯(lián)諧振電路(初級側(cè)部分電壓諧振電路)。
初級側(cè)部分電壓諧振電容器Cp1執(zhí)行部分電壓諧振操作，它僅在開關(guān)元件Q2和Q3關(guān)斷的很短時間周期內(nèi)進行電壓諧振。與此同時，初級側(cè)部分電壓諧振電容器Cp2執(zhí)行部分電壓諧振操作，它僅在開關(guān)元件Q1和Q4關(guān)斷的很短時間周期內(nèi)進行電壓諧振。
設(shè)置了一個正交控制變壓器(激勵變壓器)PRT來驅(qū)動開關(guān)元件Q1到Q4開關(guān)，并以變化方式控制開關(guān)頻率，以實現(xiàn)恒壓控制。
激勵變壓器PRT上纏繞著激勵繞組NB1到NB4，并且上面還纏繞著諧振電流檢測繞組NA，利用激勵繞組NB1。此外，激勵變壓器PRT配置成可飽和電抗器，其中沿著與上述繞組正交的方向纏繞著一個控制繞組NC。要注意的是，這些繞組沿一定方向纏繞，從而能在激勵繞組NB1和激勵繞組NB4中激勵出極性相同的電壓，在激勵繞組NB2和激勵繞組NB3中激勵極性相同的電壓，但在激勵繞組NB1和激勵繞組NB2中激勵的電壓極性相反，在激勵繞組NB3和激勵繞組NB4中激勵的電壓極性相反。諧振電流檢測繞組NA的匝數(shù)例如約為1T(匝)。
在該情況下，由于在激勵繞組NB1到NB4中通過變壓器耦合將感應(yīng)生成在激勵變壓器PRT的諧振電流檢測繞組NA上獲得的開關(guān)輸出，于是就在激勵繞組NB1到NB4中產(chǎn)生作為激勵電壓的交變電壓。該激勵電壓作為激勵電流，通過基極限流電阻器RB1到RB4從構(gòu)成自振蕩驅(qū)動電路的每個串連諧振電路中傳輸給開關(guān)元件Q1到Q4的基極。于是，每個開關(guān)元件Q1到Q4都以串連諧振電路的諧振頻率決定的開關(guān)頻率執(zhí)行開關(guān)操作。
隔離式變換器變壓器PIT將開關(guān)元件Q1到Q4的開關(guān)輸出傳到次級側(cè)。
隔離式變換器變壓器PIT的初級繞組N1的一端通過串連諧振電容器C1和諧振電流檢測繞組NA與開關(guān)元件Q1的發(fā)射極和開關(guān)元件Q2的集電極之間的節(jié)點相連。初級繞組N1的另一端與開關(guān)元件Q3的發(fā)射極和開關(guān)元件Q4的集電極之間的節(jié)點相連。于是，當(dāng)開關(guān)元件Q1和Q4組、開關(guān)元件Q2和Q3組交替執(zhí)行開關(guān)操作時，在初級繞組N1上獲得開關(guān)輸出。
另外，串連諧振電容器C1的電容和包括初級繞組N1的隔離式變換器變壓器PIT的漏磁電感分量構(gòu)成初級側(cè)串連諧振電路，用以讓初級側(cè)開關(guān)變換器的操作成為電流諧振型操作。
按照這種方式，通過圖中所示的初級側(cè)開關(guān)變換器，就能以組合方式實現(xiàn)上述電流諧振型操作和部分電壓諧振操作。
例如，該電源電路的開關(guān)操作如下。
首先，如果能得到商用AC電源AC，就通過起動電阻器RS1到RS4例如向開關(guān)元件Q1到Q4的基極提供起動基極電流。在此，由于例如在激勵變壓器PRT的激勵繞組NB1和NB4中、激勵繞組NB2和NB3中激勵出極性相反的電壓，如果開關(guān)元件Q1和Q4首先導(dǎo)通，那么開關(guān)元件Q2和Q3就被控制為關(guān)斷。然后，開關(guān)元件Q1到Q4的自振蕩驅(qū)動電路就利用激勵繞組NB1到NB4中激勵的交變電壓作為電源，通過諧振操作執(zhí)行自振蕩操作。結(jié)果，將開關(guān)元件Q1和Q4組、開關(guān)元件Q2和Q3組控制為交替導(dǎo)通/關(guān)斷。換言之，它們執(zhí)行開關(guān)操作。
然后，例如，當(dāng)開關(guān)元件Q1和Q4導(dǎo)通時，作為開關(guān)元件Q1和Q4的開關(guān)輸出的諧振電流通過諧振電流檢測繞組NA流到初級繞組N1和初級側(cè)串連諧振電容器C1。之后，在諧振電流變?yōu)椤?”的時間點附近，開關(guān)元件Q1和Q4關(guān)斷，開關(guān)元件Q2和Q3導(dǎo)通。于是，反方向諧振電流流過開關(guān)元件Q2和Q3。此后，開關(guān)元件Q1和Q4組、開關(guān)元件Q2和Q3組通過ZVS和ZCS交替導(dǎo)通的自激開關(guān)操作重復(fù)進行。另外，當(dāng)開關(guān)元件Q1到Q4執(zhí)行導(dǎo)通/關(guān)斷操作時，電流在開關(guān)元件Q1到Q4導(dǎo)通、關(guān)斷的很短時間周期內(nèi)流過初級側(cè)部分電壓諧振電容器Cp1和Cp2。換言之，實現(xiàn)部分諧振操作。
盡管下面還要描述詳細配置，在構(gòu)成隔離式變換器變壓器PIT的磁芯的中央磁支路內(nèi)形成了一個1.5mm或其以上的間隙。于是，初級繞組N1和次級繞組N2、N3按照所述配置纏繞在磁芯上，使得初級繞組N1和次級繞組N2、N3之間的耦合系數(shù)k例如在0.84以下，并呈現(xiàn)弱耦合狀態(tài)。
一個橋式整流電路DBR和濾波電容器C01按圖中所示方式與次級繞組N2相連，從而構(gòu)成全波整流電路。由于全波整流電路的全波整流操作，在濾波電容器C01獲得次級側(cè)DC輸出電源E01。次級側(cè)DC輸出電壓E01要提供給負載(未示出)。另外，如圖所示，次級側(cè)DC輸出電壓E01也分接并輸入到控制電路1上用作檢測電壓。
另外，次級側(cè)還纏繞著次級繞組N3。次級繞組N3的中央抽頭點與次級側(cè)地相連。此外，次級繞組N3的一端與二極管D01的陽極相連，另一端與另一二極管D02相連。
二極管D01和D02的陰極與濾波電容器C02的正極側(cè)相連，由此構(gòu)成全波整流濾波電路，并獲得次級側(cè)DC輸出電壓E02，例如該輸出電壓是低電壓。
控制電路1響應(yīng)次級側(cè)DC輸出電壓E01的電平變化，改變要提供給控制繞組NC的控制電流(DC電流)的電平，從而以變化方式控制著激勵變壓器PRT上纏繞的激勵繞組NB1到NB4的電感LB1到LB4。于是，每個自振蕩驅(qū)動電路中串連諧振電路的諧振狀態(tài)由包括激勵繞組NB1到NB2的電感LB1到LB4的開關(guān)元件Q1到Q4所改變，由此改變了開關(guān)元件Q1到Q4的開關(guān)頻率，實現(xiàn)了次級側(cè)DC輸出電壓的穩(wěn)定。
例如，隔離式變換器變壓器PIT的配置是圖19或圖20的剖面圖所示的那種配置，即，具有一對E-E型磁芯或一對U-U型磁芯的配置。
圖19表示采用一對E型磁芯的配置的例子。
作為隔離式變換器變壓器PIT的磁芯，E-E型磁芯可通過將兩個E型磁芯CR1和CR2組合起來、讓它們的磁支路的端部如圖中看到的那樣彼此相對來構(gòu)成。另外，在該情況下，于E型磁芯CR1和CR2的中央磁支路的對置面之間形成一個1.5mm或其以上的間隙。
要注意的是，例如，E型磁芯CR1和CR2使用鐵氧體材料。
另外，在該實施例中，為了將初級繞組N1和N4、次級繞組N2和N3纏繞到按上述方式構(gòu)成的E-E型磁芯(CR1和CR2)上，要使用初級/次級分區(qū)線圈架B。
圖20表示利用一對U型磁芯的配置的例子。
該情況下的隔離式變換器變壓器PIT包括U-U型磁芯CR11和CR12作為它的磁芯，它們每個都有按圖20所示方式組合的兩個磁支路。
另外，分區(qū)線圈架B具有按圖中所示方式纏繞在彼此分開的繞線區(qū)內(nèi)的初級繞組N1和次級繞組N2、N3，它與按上述方式構(gòu)成的U-U型磁芯的一個磁支路附著。
該情況下，于按上述方式構(gòu)成的U-U型磁芯的中央磁支路上形成了一個1.5mm或其以上的間隙G。
在圖1所示的電源電路中，按這種方式由圖19和20所示的任意一個變換器構(gòu)成出隔離式變換器變壓器PIT，在E型磁芯CR1和CR2或U型磁芯CR11和CR12的中央磁支路上形成一個1.5mm或其以上的間隙G，從而使得初級繞組N1和次級繞組N2以弱耦合狀態(tài)耦合。
另外，在圖1所示的電源電路中，可獲得大約135V的次級側(cè)DC輸出電壓E01。此外，次級繞組N2的匝數(shù)其選擇，讓每匝次級繞組N2在所述條件下的感應(yīng)電壓等于或小于3V/T(例如1.8V/T)。由此獲得低負載狀態(tài)下(例如負載大約是最大負載功率(例如200W)的5％)的AC-DC轉(zhuǎn)換效率(ηAC-DC)。
圖2表示不同部件的操作波形，其中AC輸入電壓VAC＝100V，負載功率Po是Po＝200W。
圖3表示當(dāng)AC輸入電壓VAC是VAC＝100V、負載功率Po從0W變到200W時、AC-DC功率變換效率(ηAC-DC)和開關(guān)頻率fs的變化曲線圖。
要注意的是，當(dāng)要獲得圖2和3所示的測量結(jié)果時，要按以下方式選擇圖1所示電源電路的元器件。
首先，對于隔離式變換器變壓器PIT而言，將間隙G設(shè)定為G＝1.5mm，使得耦合系數(shù)k＝0.81。另外，選擇初級繞組N1＝20T，次級繞組N2＝75T，勵磁電感L1＝95μH，漏磁電感L11＝32μH，勵磁電感L2＝950μH，漏磁電感L21＝318μH。此外，選擇初級側(cè)串連諧振電容器C1＝0.092μF。
如圖2所示，用圖(a)所示的開關(guān)元件Q1的集電極-發(fā)射極電壓VQ1、圖(c)所示的開關(guān)電流IQ1和IQ4、和圖(d)所示的開關(guān)電流IQ2和IQ3來表示電源電路的開關(guān)元件Q1到Q4的操作。在該情況下，開關(guān)元件Q1和Q4執(zhí)行開關(guān)操作，它們在周期TON內(nèi)呈現(xiàn)導(dǎo)通狀態(tài)，在周期TOFF內(nèi)呈現(xiàn)關(guān)斷狀態(tài)。
在此，如果開關(guān)元件Q1和Q2導(dǎo)通，那么諧振電流就會沿開關(guān)元件Q1→初級側(cè)串連諧振電容器C1→初級繞組N1→開關(guān)元件Q4的路徑流動。然后，開關(guān)元件Q1到Q4被這樣控制Q1和Q4在諧振電流等于零的時間點附近關(guān)斷，而開關(guān)元件Q2和Q3導(dǎo)通。于是，諧振電流沿著開關(guān)元件Q3→初級繞組N1→初級側(cè)串連諧振電容器C1→開關(guān)元件Q2的路徑流動。之后，開關(guān)元件Q1、Q4和開關(guān)元件Q2、Q3被控制得交替導(dǎo)通。
此外，在開關(guān)元件Q2導(dǎo)通或關(guān)斷的很短時間之內(nèi)，圖2(b)所示的諧振電流ICP流過與開關(guān)元件Q2并聯(lián)連接的初級側(cè)部分電壓諧振電容器Cp1。另外，盡管圖中未示出，在開關(guān)元件Q4導(dǎo)通或關(guān)斷的很短時間周期內(nèi)，部分電壓諧振電流也流過與開關(guān)元件Q4相連的初級側(cè)部分電壓諧振電容器Cp2。
于是，流過開關(guān)元件Q1和Q4的集電極-發(fā)射極的開關(guān)電流IQ1和IQ4的波形如圖2(c)所示。另外，流過開關(guān)元件Q2和Q3的開關(guān)電流IQ2和IQ3的波形與開關(guān)電流IQ1和IQ2的波形相位相差180度，其波形如圖2(d)所示。
該情況下，流過初級側(cè)串連諧振電容器C1的初級側(cè)串連諧振電流I1的波形如圖2(e)所示，反向初級側(cè)諧振電流I1流過開關(guān)元件Q1，而正向初級側(cè)串連諧振電流I1流過開關(guān)元件Q2。換言之，由于開關(guān)元件Q1、Q4組和開關(guān)元件Q2、Q3組交替導(dǎo)通/關(guān)斷操作，將波形與諧振電流波形近似的激勵電流提供給與初級側(cè)串連諧振電容器C1串連的初級繞組N1。在次級繞組N2中，也由于響應(yīng)流過初級繞組N1產(chǎn)生的交變電壓而激勵出交變電壓。
然后，響應(yīng)于次級繞組N2中按上述方式產(chǎn)生的交變電壓，在與次級繞組N2相連的橋式整流電路DBR的正極側(cè)輸入端和負極側(cè)輸入端之間獲得端子間電壓V2，其波形如圖2(f)所示。簡而言之，在整流電流流過橋式整流電路DBR的周期內(nèi)，獲得被箝于整流濾波電壓E0的絕對值電平上的波形。
從橋式整流電路DBR輸出波形如圖2(g)所示的電流ID。該情況下，如圖2(g)所示，呈現(xiàn)出次級側(cè)電流ID連續(xù)流向橋式整流電路DBR的連續(xù)操作模式。
在此，例如，在圖21和22所示的相關(guān)技術(shù)的電源電路中，呈現(xiàn)所謂的非連續(xù)式操作模式，此時次級側(cè)電流ID僅在隔離式變換器變壓器PIT的初級繞組N1的漏磁電感分量L11和初級側(cè)串連諧振電容器C1之間的串連諧振周期內(nèi)流到次級側(cè)橋式整流電路DBR。
在該情況下，由于功率不傳送周期隨負載變小而增加，即使負載功率Po降低，初級側(cè)串連諧振電流I1也不會降低，而且流過開關(guān)元件Q1和Q2的開關(guān)輸出電流IQ1和IQ2也不會象上面那樣降低。結(jié)果，在相關(guān)技術(shù)的電源電路中，如圖24所示，AC-DC轉(zhuǎn)換效率(ηAC-DC)隨著負載功率Po降低而下降。
與相關(guān)技術(shù)中的電源電路的情況相比相反的是，在圖1所示的電源電路中，隨著負載功率Po減小，隔離式變換器變壓器PIT的初級繞組N1的漏磁電感分量L11和次級繞組N2的漏磁電感L21增大，流過橋式整流電路DBR的次級側(cè)電流ID呈現(xiàn)圖2(g)所示的連續(xù)操作模式。
結(jié)果，由于流到初級繞組N1的初級側(cè)串連諧振電路I1隨負載功率Po減小而減小，因此可降低初級側(cè)的功率損耗，提高AC-DC功率變換效率(ηAC-DC)。對于AC-DC功率變換效率(ηAC-DC)的特性，從圖3中可以看到，在大致相應(yīng)的負載變化范圍內(nèi)獲得了比圖24的相關(guān)技術(shù)所示特性值更高的特性值。具體而言，在該實施例中，例如，當(dāng)負載功率Po大致＝50W時，功率變換效率呈現(xiàn)出隨負載減小而增大的趨勢，而且例如當(dāng)負載功率Po是Po＝50W以下時，例如負載功率Po是Po＝25W時，可保證功率變換效率在92％或其以上。簡而言之，根據(jù)該實施例，極好地改善了現(xiàn)有技術(shù)中功率變換效率隨負載降低而下降的問題。
根據(jù)該實驗，利用圖21所示現(xiàn)有技術(shù)的電源電路，負載功率Po＝200W(高負載狀態(tài))時的AC-DC功率變換效率(ηAC-DC)約為91％，而利用圖1所示的電源電路，能將AC-DC功率變換效率(ηAC-DC)提高到大約93.0％。
此外，對圖21所示的電源電路的AC-DC功率變換效率(ηAC-DC)和圖1所示的電源電路的AC-DC功率變換效率進行比較，當(dāng)負載功率Po＝150W時，后者能將AC-DC功率變換效率(ηAC-DC)從大約92.4％提高到大約93.6％，當(dāng)負載功率Po＝100W時，從大約92.0％提高到大約94.3％，當(dāng)負載功率Po＝50W時，從大約87.0％提高到95.0％，當(dāng)負載功率Po＝25W時，從大約82.0％提高到大約94.0％。
結(jié)果，在與圖21所示的電源電路相比較時，圖1所示的電源電路在負載功率Po＝200W時AC輸入功率能降低大約3.2W，在負載功率Po＝150W時能降低大約2.1W，在負載功率Po＝100W時能降低大約2.7W，在負載功率Po＝50W時能降低大約4.9W，在負載功率Po＝25W時能降低大約3.9W。
另外，在圖1所示的電源電路中，由于構(gòu)成輸入整流濾波電路的輸入整流電路可由全波整流電路構(gòu)成，所以輸入整流濾波電路僅需要一個濾波電容器。再有，由于開關(guān)元件可由全橋連接構(gòu)成，因此開關(guān)元件Q1到Q4的耐壓性也可在400V到200V的范圍內(nèi)選擇，這會降低電路成本。
此外，由于開關(guān)元件的開關(guān)特性得到增強，開關(guān)元件產(chǎn)生的熱就會降低，還有一個優(yōu)點是開關(guān)元件的散熱板可由小尺寸開關(guān)元件構(gòu)成，或者予以取消。
圖4是表示能用于圖1所示電源電路的另一次級側(cè)電路的配置的示意圖。
在圖4所示的次級側(cè)電路中，次級繞組(N2+N3)設(shè)有一個中央抽頭，該抽頭接入次級側(cè)地。次級繞組N2的兩端分別與整流二極管D011和D012的陽極相接。整流二極管D011和D012的陰極與濾波電容器C01的正極端子相接。由此就構(gòu)成了全波整流電路，并且在濾波電容器C01獲得次級側(cè)DC輸出電壓E01。
類似地，次級繞組N3的兩端分別與整流二極管D013和D014的陽極相接。整流二極管D013和D014的陰極與濾波電容器C02的正極端子相接。由此在濾波電容器C02獲得另一次級側(cè)DC輸出電壓E02。
在該情況下，一個次級側(cè)部分電壓諧振電容器C2與隔離式變換器變壓器PIT的次級繞組N2并聯(lián)。該情況下，選擇次級繞組(N2+N3)＝75T。另外，對于次級側(cè)部分電壓諧振電容器C2而言，選擇電容大約在1000pF的小電容電容器。
在圖1所示的電源電路中，次級側(cè)部分電壓諧振電容器C2通過這種方式與次級繞組N2并聯(lián)，這就能消除負載功率Po是Po＜3.5W時的不正常振蕩操作，當(dāng)負載功率低至Po＝0W時也能實現(xiàn)穩(wěn)定的恒壓控制操作。
圖5表示本發(fā)明第二實施例的開關(guān)電源電路的配置的例子。要注意的是，與圖1相同的元件用相同參考符號表示，在此省略了對它們的描述。
該圖所示的電源電路包括部分電壓諧振電路與分別激勵電流諧振性變換器的組合體。另外，該電源電路采用適合于商用AC電源AC＝100V系統(tǒng)的條件的配置。
在該圖所示的電源電路中，為商用AC電源AC設(shè)置了由橋式整流電路Di和單個濾波電容器Ci構(gòu)成的全波整流電路。由于橋式整流電路Di和濾波電容器CI的全波整流操作，在濾波電容器Ci獲得整流濾波電壓Ei(DC輸入電壓)。整流濾波電壓Ei的電平等于AC輸入電壓VAC。
如圖所示，對于接收DC輸入電壓作為輸入、并且利用DC輸入電壓進行操作的電路諧振型變換器而言，兩個由MOS-FET或IGBT(絕緣柵雙極晶體管)構(gòu)成的開關(guān)元件Q11和Q12按半橋連接方式連接。在開關(guān)元件Q11和Q12的漏極和源極之間沿圖中所示方向分別并聯(lián)著阻尼二極管DD1和DD2。
另外，在開關(guān)元件Q12的漏極和源極之間并聯(lián)著一個初級側(cè)部分電壓諧振電容器Cp。初級側(cè)部分電壓諧振電容器Cp的電容和初級繞組N1的漏磁電感L11構(gòu)成并聯(lián)諧振電路(部分電壓諧振電路)。于是，就實現(xiàn)了僅在開關(guān)元件Q11和Q12關(guān)斷時出現(xiàn)電壓諧振的部分電壓諧振操作。
在圖5所示的電源電路中，為了驅(qū)動開關(guān)元件Q11和Q12開關(guān)操作，設(shè)置了一個例如由通用IC構(gòu)成的振蕩、驅(qū)動與保護電路2。振蕩、驅(qū)動與保護電路2包括振蕩電路、驅(qū)動電路和保護電路。振蕩電路和驅(qū)動電路將所需頻率的驅(qū)動信號(柵極電壓)施加到開關(guān)元件Q11和Q12的柵極。由此，開關(guān)元件Q11和Q12執(zhí)行開關(guān)操作，它們以所需開關(guān)頻率交替導(dǎo)通/關(guān)斷。
與此同時，振蕩、驅(qū)動和保護電路2的保護電路例如對電源電路的過電流或過電壓狀態(tài)進行檢測，并控制開關(guān)元件Q11和Q12的開關(guān)操作以保護電路。
振蕩、驅(qū)動和保護電路2將整流二極管D3和電容器C3構(gòu)成的整流電路獲得的低壓DC電壓E3輸入到通過在隔離式變換器變壓器PIT的初級繞組N1上設(shè)置抽頭而構(gòu)成的第三繞組N4上，以便把DC電壓E3作為操作電源。另外，在起動時，通過起動電阻器RS輸入整流濾波電壓Ei來起動振蕩、驅(qū)動和保護電路2。
隔離式變換器變壓器PIT將開關(guān)元件Q11和Q12的開關(guān)輸出傳到次級側(cè)。隔離式變換器變壓器PIT的初級繞組N1的纏繞起始端部分通過初級側(cè)串連諧振電容器C1的串連連接與開關(guān)元件Q11的源極和開關(guān)元件Q12的漏極之間的節(jié)點(開關(guān)輸出點)連接，用以傳送開關(guān)輸出。
與此同時，初級繞組N1的纏繞終端部分與初級側(cè)地相連。
在此，初級側(cè)串連諧振電容器C1的電容和包括初級繞組N1的隔離式變換器變壓器PIT的漏磁電感L11構(gòu)成了初級側(cè)串連諧振電路，以讓初級側(cè)開關(guān)變換器的操作成為電流諧振型操作。
具體而言，圖5所示的電源電路也具有組合諧振型變換器配置，其中另一諧振電路在初級側(cè)與串連諧振電路組合，以讓開關(guān)操作成為電流諧振型操作。
在該情況下，隔離式變換器變壓器PIT的配置如圖19和20的剖面圖所示，即，包括一對E-E型磁芯或一對U-U型磁芯的配置。
在隔離式變換器變壓器PIT的次級側(cè)，纏繞著次級繞組N2和匝數(shù)小于次級繞組N2的匝數(shù)的次級繞組N2A。在次級側(cè)繞組中激勵出與輸送到初級繞組N1上的開關(guān)輸出相對應(yīng)的交變電壓。
如圖所示，次級繞組N2上設(shè)有中央抽頭，該繞組的中央抽頭與次級側(cè)地相接，如圖所示，由整流二極管D01和D02、濾波電容器C01構(gòu)成的全波整流電路與次級繞組N2相連。由此，在濾波電容器C01獲得電壓，它就是次級側(cè)DC輸出電壓E01。次級側(cè)DC輸出電壓E01與未示出的負載側(cè)相連，它也被分接并輸入為后面要描述的檢測電路1的檢測電壓。
另外，次級繞組N2A的中央抽頭與次級側(cè)地相連，由整流二極管D03和D04、濾波電容器C02構(gòu)成的全波整流電路與次級繞組N2A相連。由此，在濾波電容器C02獲得電壓，它就是次級側(cè)DC輸出電壓E02。次級側(cè)DC輸出電壓E02被提供作控制電路1的操作電壓。
控制電路1將對應(yīng)于次級側(cè)DC輸出電壓E01的電平變化的檢測輸出提供給振蕩、驅(qū)動和保護電路2。振蕩、驅(qū)動和保護電路2在響應(yīng)于控制電路1輸入的檢測輸出改變開關(guān)頻率的同時，驅(qū)動開關(guān)元件Q11和Q12。開關(guān)元件Q11和Q12的開關(guān)頻率按這種方式變化，從而穩(wěn)定了次級側(cè)DC輸出電壓的電平。
在此，在具有上述配置的電源電路中，獲得大約1.7V的低壓電壓DC電壓E3，提供作為整流、驅(qū)動和保護電路2的操作電源。
在圖5所示的電源電路中，在隔離式變換器變壓器PIT的與圖19或20所示配置相同的E-E型磁芯CR1和CR2或U-U型磁芯CR11和CR12的中央磁支路之間形成1.5mm或其以上的間隙G，與圖1中所示的電源電路類似，這樣初級繞組N1和次級繞組N2為弱耦合狀態(tài)。
另外，在圖5所示的電源電路中，也可以獲得大約135V的次級側(cè)DC輸出電壓E01。然后，初級繞組N1的匝數(shù)按上述條件增加，提高了當(dāng)負載輕時的AC-DC功率變換效率(ηAC-DC)。
圖6和7是表示圖5所示電源電路在開關(guān)周期內(nèi)的操作的波形圖，圖6表示在AC輸入電壓VAC＝100V、負載功率Po＝125W條件下的操作波形。與此同時，圖7表示在AC輸入電壓VAC＝100V、負載功率Po＝25W條件下的操作波形。
另外，圖8表示當(dāng)負載功率Po從Po＝0W變?yōu)?25W時，作為電源電路特性的AC-DC功率變換效率(ηAC-DC)、開關(guān)頻率Fs和開關(guān)輸出電流IQ1和IQ2的變化特性曲線。
要注意的是，要獲得圖6到8所示的測量結(jié)果，需按以下方式選擇圖5所示電源電路的元器件。
首先，就隔離式變換器變壓器PIT而言，將間隙G設(shè)為G＝1.5mm，從而將耦合系數(shù)選為k＝0.81。另外，選擇初級繞組N1＝37T，次級繞組N2＝75T。在該情況下，初級繞組N1的勵磁電感L1是L1＝302μH；初級繞組N1的漏磁電感L11是L11＝98μH；次級繞組N2的勵磁電感L2是L2＝966μH；次級繞組N2的漏磁電感L21是L21＝315μH。
另外，選擇初級側(cè)串連諧振電容器C1＝0.068μF。
在圖6所示的情況下，在開關(guān)元件Q12導(dǎo)通的周期TON和開關(guān)元件Q12關(guān)斷的另一周期TOFF內(nèi)，開關(guān)元件Q12的集電極-發(fā)射極電壓VQ2的波形如圖6(a)所示，波形如圖6(b)所示的集電極電流IQ2流到開關(guān)元件Q12的集電極。
該情況下，作為流過開關(guān)元件Q12的圖6(b)所示電流IQ2的部分諧振電流流過。另外，盡管未示出，波形相位與電流IQ2相差180度的電流IQ1也流過開關(guān)元件Q11。
該情況下，由于圖6(d)所示的初級繞組電流I1流過初級側(cè)串連諧振的電容器C1，在隔離式變換器變壓器PIT的初級繞組N1上獲得了電壓V1，如圖6(c)所示，其波形在周期TON和TOFF內(nèi)極性相反。
另一方面，由于圖6(f)所示的次級側(cè)電流ID在次級繞組N2的中央抽頭和次級側(cè)地之間流動，次級繞組N2的纏繞起始端側(cè)與次級側(cè)地之間得到端子間電壓V2作為輸出，其波形如圖6(e)所示。
圖7是表示開關(guān)周期內(nèi)AC輸入電壓VAC是VAC＝100V、負載功率Po是Po＝25W情況下的操作的波形圖，用以與圖6所示的開關(guān)周期內(nèi)的波形圖進行比較。
該情況下，在開關(guān)元件Q12導(dǎo)通的周期TON和開關(guān)元件Q1關(guān)斷的另一周期TOFF內(nèi)，開關(guān)元件Q12的集電極-發(fā)射極電壓VQ2的波形如圖7(a)所示，波形如圖7(b)所示的集電極電流IQ2流到開關(guān)元件Q12的集電極。另外，該情況下流過初級側(cè)串連諧振電容器C1的初級側(cè)串連諧振電流I1的波形如圖7(d)所示。
該情況下，在隔離式變換器變壓器PIT的初級繞組N1上獲得波形如圖7(c)所示的電壓V1。另外，由于在次級繞組N2的中央抽頭和次級側(cè)地之間有圖7(f)所示的那種次級側(cè)電流ID流過，在次級繞組N2的纏繞始端側(cè)和次級側(cè)地之間獲得端子間電壓V2作為輸出，其波形如圖7(e)所示。
通過圖6和7所示的操作波形與圖26和27所示的現(xiàn)有技術(shù)電源電路的操作波形進行比較可以看到，如圖26(f)和圖27(f)所示，在圖25所示的現(xiàn)有技術(shù)電源電路中，流過次級側(cè)橋式整流電路DBR的次級側(cè)電流ID呈現(xiàn)不連續(xù)操作模式。
相反，如圖6(f)和圖7(f)所示，流過圖5所示電源電路的次級側(cè)橋式整流電路DBR的次級側(cè)電流ID呈現(xiàn)連續(xù)操作模式。另外，該情況下，流過隔離式變換器變壓器PIT的初級繞組N1的初級側(cè)串連諧振電流I1的電流波形是正弦波形，結(jié)果，初級側(cè)串連諧振電流I1線性下降。
尤其是，在現(xiàn)有技術(shù)的電源電路中，初級繞組N1的勵磁電感L1是L1＝165μH；初級繞組N1的漏磁電感L11是L11＝41μH；次級繞組N2的勵磁電感L2是L2＝171μH；而次級繞組N2的漏磁電感L21是L21＝43μH，次級側(cè)電流ID僅在初級繞組N1的漏磁電感L11和初級側(cè)串連諧振電容器C1的串連諧振周期內(nèi)流過。因此，即使負載功率Po降低，初級側(cè)串連諧振電流I1也不下降，開關(guān)輸出電流IQ1和IQ2不下降。
相反，利用圖5所示的電源電路，隨著負載功率Po下降，流過隔離式變換器變壓器PIT的初級繞組N1的初級側(cè)串連諧振電流I1和開關(guān)輸出電流IQ1和IQ2也下降。于是，開關(guān)元件Q11和Q12的開關(guān)損耗降低，功率變換效率大幅提高。
在圖5所示的電源電路中，通過這種方式，除了增加初級繞組N1和次級繞組N2的匝數(shù)、從而將每匝次級繞組N2的感應(yīng)電壓設(shè)在V2＝3V/T或以下(例如1.8V/T)外，還將隔離式變換器變壓器PIT的間隙G設(shè)定得比以前大，將耦合系數(shù)k設(shè)在大約0.84以下。由于這樣產(chǎn)生的流過橋式整流電流DBR的次級側(cè)電流ID以連續(xù)操作模式操作，以降低初級側(cè)串連諧振電流I1，因此例如即使在負載功率Po大約是最大負載功率(200W)的5％的輕負載狀態(tài)下，也能期望增大AC-DC功率變換效率(ηAC-DC)。
根據(jù)實驗，對于圖25所示的現(xiàn)有技術(shù)電源電路，負載功率Po＝125W時AC-DC功率變換效率(ηAC-DC)大約為91.7％，對于圖5所示的電源電路，能將AC-DC轉(zhuǎn)換效率(ηAC-DC)提高到大約93.1％。
另外，將圖25所示電源電路的AC-DC功率變換效率(ηAC-DC)與圖5所示電源電路的AC-DC功率變換效率進行比較，當(dāng)負載功率Po＝100W時，后者能將AC-DC功率變換效率(ηAC-DC)從大約91.3％提高到93.7％，當(dāng)負載功率Po＝75W時，從大約89.8％提高到大約94.2％，當(dāng)負載功率Po＝50W時，從大約87.4％提高到大約94.7％，當(dāng)負載功率Po＝25W時，從大約80.1％提高到大約93.6％。
結(jié)果，將圖5所示的電源電路與圖25所示的電源電路作比較，當(dāng)負載功率Po＝125W時，前者將AC輸入功率降低大約2.0W，當(dāng)負載功率Po＝100W時，降低大約2.9W，當(dāng)負載功率Po＝75W時，大約降低3.9W，當(dāng)負載功率Po＝50W時，降低大約4.5W，當(dāng)負載功率Po＝25W時，大約降低4.5W。
另外，在圖25所示的電源電路中，如圖28所示，在負載功率Po＝0W到125W的范圍內(nèi)開關(guān)輸出電流IQ1和IQ2的變化是3.5Ap到2.8Ap，如圖8所示，圖5所示的電源電路的開關(guān)輸出電流IQ1和IQ2的變化可降低到3.2Ap到0.8Ap。
圖9是圖5所示電源電路的特性曲線圖，它表示相對于負載功率Po是Po＝125W時AC輸入電壓VAC從＝85V變到＝140V的AC-DC功率變換效率(ηAC-DC)、開關(guān)頻率fs和開關(guān)輸出電流IQ1和IQ2變化特性。
如圖9所示，將圖5所示的電源電路與圖25所示相關(guān)技術(shù)的電源電路進行比較，在現(xiàn)有技術(shù)的例子中開關(guān)頻率fs的控制范圍是20.6kHz，而在圖5所示的電源電路中它是9.2kHz。于是，圖5所示的電源電路的優(yōu)點在于，相對于負載功率Po＝125W時的AC輸入電壓VAC＝85到140V，開關(guān)頻率fs的控制范圍減小大約11.4kHz。
另外，就AC-DC功率變換效率(ηAC-DC)和開關(guān)輸出電流IQ1和IQ2相對于輸入電壓變化的變化特性方面將圖5所示的電源電路與圖25中現(xiàn)有技術(shù)的電源電路相比，可以看到圖5所示電源電路的變化寬度較小。由此可以認為，與現(xiàn)有技術(shù)的電源電路相比，圖5所示電源電路的電路配置不容易受輸入電壓的變化影響。
圖10表示本發(fā)明第三實施例的開關(guān)電源電路的配置的例子。要注意的是，圖10中，用相同參考符號表示與圖1和5中相同的元件，在此省略了對它們的描述。
首先，圖10所示的電源電路具有電流諧振型變換器的自激配置，其開關(guān)元件以半橋連接方式相連。
另外，在圖10所示的電源電路中，設(shè)置了一個電壓倍增整流電路作為利用商用AC電源(AC輸入電壓VAC)產(chǎn)生DC輸入電壓(整流濾波電壓Ei)的整流電路系統(tǒng)，所述整流電路由兩個低速復(fù)原型整流二極管D1和D2、兩個濾波電容器Ci1和Ci2按圖中所示方式連接而成。在該電壓倍增整流電路中，在串連連接的濾波電容器Ci1和Ci2產(chǎn)生整流濾波電壓Ei，該電壓對應(yīng)于AC輸入電壓VAC的兩倍。
對于該情況下的兩個開關(guān)元件Q1和Q2而言，可選擇使用BJT(雙極晶體管)。
該情況下，開關(guān)元件Q1的集電極與濾波電容器Ci1的正極端子相連。開關(guān)元件Q1的發(fā)射極與開關(guān)元件Q2的集電極相連，而開關(guān)元件Q2的發(fā)射極與初級側(cè)地相連。簡而言之，開關(guān)元件Q1和Q2按半橋耦合體系連接。
由諧振電容器CB1、基極限流電阻RB1和激勵繞組NB1串連連接而成的自激振蕩驅(qū)動電路與開關(guān)元件Q1的基極相連。在自激振蕩驅(qū)動電路中，諧振電容器CB1的電容和激勵繞組NB1的電感構(gòu)成串連諧振電路，開關(guān)頻率就由串連諧振電路的諧振頻率決定。與此同時，基極限流電阻器RB1調(diào)節(jié)基極電流電平，使其作為從自激振蕩驅(qū)動電路提供給開關(guān)元件Q1的基極的驅(qū)動信號。
一個阻尼二極管DD1沿著圖示方向連接在開關(guān)元件Q1和基極和發(fā)射極之間，構(gòu)成導(dǎo)通周期的反向電流路徑。另外，一個用于向開關(guān)元件Q1的基極提供起動電流的起動電阻器Rs1連接在濾波電容器Ci的正極端子和開關(guān)元件Q1的基極之間。
與之類似，由諧振電容器CB2、基極限流電阻器RB2和激勵繞組NB2串連連接而成的自激振蕩驅(qū)動電路與開關(guān)元件Q2的基極相連。諧振電容器CB2和激勵繞組NB2構(gòu)成串連諧振電路。在開關(guān)元件Q2的基極和發(fā)射極之間連有阻尼二極管DD2，在開關(guān)元件Q2的集電極和基極之間連有起動電阻器Rs2。
在開關(guān)元件Q2的集電極和發(fā)射極之間并聯(lián)連接著初級側(cè)部分電壓諧振電容器Cp。
該情況下，并聯(lián)諧振電路(部分電壓諧振電路)也由初級側(cè)部分電壓諧振電容器Cp的電容和初級繞組N1的漏磁電感L11構(gòu)成。于是，就實現(xiàn)了僅在開關(guān)元件Q1和Q2關(guān)斷時并聯(lián)諧振電路諧振電壓的部分電壓諧振操作。
設(shè)置激勵變壓器PRT來驅(qū)動開關(guān)元件Q1和Q2開關(guān)操作，并以可變方式控制開關(guān)頻率以獲得恒定電壓。
將激勵變壓器PRT設(shè)置成可飽和電抗器，它上面纏繞著激勵繞組NB1和NB2以及諧振電流檢測繞組ND，并具有沿著上述繞組的正交方向纏繞的控制繞組Nc。要注意的是，激勵繞組NB1和激勵繞組NB2按照在其中能激勵出相互極性相反的電壓的方向纏繞。
另外在該情況下，隔離式變換器變壓器PIT將開關(guān)元件Q1和Q2的開關(guān)輸出傳送到次級側(cè)。
隔離式變換器變壓器PIT的初級繞組N1的纏繞起始端部分與開關(guān)元件Q1的集電極相連，而纏繞終止端部分通過串連諧振電容器C1和諧振電流檢測繞組ND與開關(guān)元件Q1的發(fā)射極與開關(guān)元件Q2的集電極之間的節(jié)點(開關(guān)輸出點)相連。由此，在初級繞組N1上獲得開關(guān)輸出。
另外在該情況下，串連諧振電容器C1的電容和包括初級繞組N1的隔離式變換器變壓器PIT的漏磁電感L1構(gòu)成初級側(cè)串連諧振電路，以讓初級側(cè)開關(guān)變換器的操作成為電流諧振型操作。
按照這種方式，圖中所示的初級側(cè)開關(guān)變換器采用組合諧振型變換器配置，其中，以組合方式得到了上述電流諧振型操作和部分電壓諧振操作。
例如，電源電路的開關(guān)操作如下。
首先，例如，如果能得到商用AC電源AC，就通過起動電阻器Rs1和Rs2將起動開關(guān)元件Q1和Q2的基極電流提供給開關(guān)元件Q1和Q2的基極。在此，由于例如在激勵變壓器PRT的激勵繞組NB1和NB2中激勵出極性相反的電壓，如果假設(shè)開關(guān)元件Q1先導(dǎo)通，則控制開關(guān)元件Q2關(guān)斷。然后，開關(guān)元件Q1和Q2的自激振蕩驅(qū)動電路分別利用激勵繞組NB1和NB2中激勵的交變電壓為電源，通過諧振操作執(zhí)行自振蕩操作。結(jié)果，控制開關(guān)元件Q1和Q2交替導(dǎo)通/關(guān)斷。換言之，開關(guān)元件Q1和Q2執(zhí)行開關(guān)操作。
然后，例如當(dāng)開關(guān)元件Q1導(dǎo)通時，諧振電流作為開關(guān)元件Q1的開關(guān)輸出通過諧振電流檢測繞組ND流到初級繞組N1和串連諧振電容器C1，在諧振電流變?yōu)椤?”的時間點附近開關(guān)元件Q1關(guān)斷，開關(guān)元件Q2導(dǎo)通。由此，反向諧振電流流過開關(guān)元件Q2。之后，其中開關(guān)元件Q1和Q2通過ZVS和ZCS交替導(dǎo)通的自激開關(guān)操作重復(fù)。另外，當(dāng)開關(guān)元件Q1和Q2執(zhí)行導(dǎo)通/關(guān)斷操作時，電流在開關(guān)元件Q1和Q2關(guān)斷的很短時間周期內(nèi)流過初級側(cè)部分電壓諧振電容器Cp。簡而言之，實現(xiàn)部分諧振電壓操作。
一個次級側(cè)部分電壓諧振電容器C2與隔離式變換器變壓器PIT的次級繞組N2并聯(lián)。例如，次級側(cè)部分電壓諧振電容器C2采用薄膜電容器。次級側(cè)部分電壓諧振電容器C2的電容和次級繞組N2的漏磁電感構(gòu)成次級側(cè)部分電壓諧振電路。
于是，由于隔離式變換器變壓器PIT的次級繞組N2中激勵出交變電壓，在次級側(cè)實現(xiàn)部分諧振(電壓諧振)操作。
換言之，圖10所示的電源電路配置成組合諧振型變換器，其中可在初級側(cè)實現(xiàn)電流諧振操作和部分電壓諧振操作，在次級側(cè)也實現(xiàn)部分電壓諧振操作。
橋式整流電路DBR和濾波電容器C01與上述次級繞組N2相連，構(gòu)成與圖1的情形一樣的全波整流電路。由于全波整流電路的全波整流操作，在濾波電容器C01獲得次級側(cè)DC輸出電壓E01。
同樣在具有上述配置的第三實施例的電源電路中，如果隔離式變換器變壓器PIT的耦合系數(shù)k約為0.81(呈現(xiàn)弱耦合狀態(tài))，并且每匝次級繞組N2的感應(yīng)電壓在3V或3V以下，例如1.8V/T或其以下，而次級側(cè)部分電壓諧振電容器C2的電容值是3300pF，那么除了在低負載狀態(tài)(例如，負載約是最大負載功率的5％)下增強AC-DC功率變換效率(ηAC-DC)以外，還能在負載功率Po＝200W時讓AC-DC功率變換效率(ηAC-DC)在93％或其以上。
另外，雖然現(xiàn)有技術(shù)的電源電路中負載功率Po＝0W時的AC輸入功率約為4.2W，但是在圖10所示的電源電路中AC輸入功率卻是2.2W。所以，該情況下還有一個優(yōu)點，即，負載為0W時的AC輸入功率能降低約2.0W。
上面描述了第一到第三實施例的開關(guān)電源電路，對于隔離式變換器變壓器PIT的次級繞組N2的匝數(shù)而言，其以將隔離式變換器變壓器PIT的次級繞組N2或初級繞組N1的匝數(shù)選擇成能使每匝次級繞組N2的感應(yīng)電壓大約為1.8V/T為例，但是如果初級繞組N1或次級繞組N2的匝數(shù)被選擇成讓每匝次級繞組N2的感應(yīng)電壓大約在3V/T或其以下，也能得到上述效果。
圖11表示作為本發(fā)明第四實施例的開關(guān)電源電路的配置的例子。要注意的是，由于圖11所示的電源電路的電路配置與圖1所示的電源電路的配置基本相同，就用相同的參考符號表示相同元件，在此省略了對它們的說明。
圖11所示電源電路的配置也是組合諧振變換器，它將另一諧振電路與串連諧振電路組合，以讓初級側(cè)的開關(guān)操作成為電流諧振型操作，這與圖1所示電源電路中的情況相似。
該情況下還與圖1所示電源電路相同的是，在構(gòu)成隔離式變換器變壓器PIT的磁芯的中央磁支路中形成了一個1.5mm或其以上的間隙G，由此就能獲得弱耦合狀態(tài)。但是，該情況下，例如將耦合系數(shù)k設(shè)定為k大約＝1.84。要注意的是，該情況下也將具有圖19或20所示結(jié)構(gòu)的隔離式變換器變壓器PIT作為隔離式變換器變壓器PIT。
另外，根據(jù)圖11所示的電源電路，將隔離式變換器變壓器PIT的次級繞組的匝數(shù)設(shè)定成讓每匝次級繞組N2的感應(yīng)電壓在5V或其以上，次級側(cè)部分電壓諧振電容器與次級繞組N2并聯(lián)，從而使得次級側(cè)部分電壓諧振電路由次級側(cè)部分電壓諧振電容器C2的電容和次級繞組N2的漏磁電感構(gòu)成。
要注意的是，對圖11所示的電源電路和圖1所示的電源電路的電路配置進行比較發(fā)現(xiàn)，圖1所示的電源電路形成了次級側(cè)整流電流的連續(xù)模式，由此在不包括構(gòu)成次級側(cè)部分電壓諧振電路的次級側(cè)部分電壓諧振電容器C2的情況下提高了功率變換效率。換言之，為了到達同樣效果，圖1所示的電路省掉了次級側(cè)部分電壓諧振電容器C2，在該意義上應(yīng)認為，圖1所示電路減少了部件數(shù)目，它的電路配置比圖11所示的電路配置更簡單。
圖12是表示圖11所示的電源電路的若干部件的操作波形圖，其中AC輸入電壓VAC是VAC＝100V，負載功率Po是Po＝200W。
圖13是表示AC輸入電壓VAC是VAC＝100V時，AC-DC功率變換效率(ηAC-DC)和開關(guān)頻率fs相對于負載功率Po從Po＝0W變?yōu)镻o＝200W的特性曲線圖。
要注意的是，當(dāng)要獲得圖12和13所示的測量結(jié)果時，按以下方式選擇圖11所示電源電路的元器件。
首先，就隔離式變換器變壓器PIT而言，將間隙G設(shè)定為G＝2.0mm，由此使得耦合系數(shù)k是k＝0.81。另外，選擇初級繞組N1＝次級繞組N2＝23T，勵磁電感L和L2＝145μH，漏磁電感L11和L21＝43μH。
另外，選擇初級側(cè)諧振電容器C1＝0.082μF，次級側(cè)部分電壓諧振電容器C2＝3300pF。
如圖12所示，用圖12(a)所示的開關(guān)元件Q1的集電極-發(fā)射極電壓VQ1、圖12(c)所示的開關(guān)電流IQ1和IQ4、圖12(d)所示的開關(guān)電流IQ2和IQ3表示圖11所示的電源電路的開關(guān)元件Q1到Q4的操作。該情況下，開關(guān)元件Q1和Q4執(zhí)行開關(guān)操作，它們在周期TON內(nèi)導(dǎo)通，在另一周期TOFF內(nèi)關(guān)斷。
在此，如果開關(guān)元件Q1和Q4導(dǎo)通，那么諧振電流就會沿開關(guān)元件Q1→初級側(cè)串連諧振電容器C1→初級繞組N1→開關(guān)元件Q4的路徑流動。然后控制開關(guān)元件Q1到Q4，使得開關(guān)元件Q2和Q3在諧振電流變成零的時間點附近導(dǎo)通，而開關(guān)元件Q1和Q4關(guān)斷。于是，現(xiàn)在諧振電流就沿開關(guān)元件Q3→初級繞組N1→初級側(cè)串連諧振電容器C1-開關(guān)元件Q2的路徑流動。之后，控制Q1到Q4，使得開關(guān)元件Q1和Q4、開關(guān)元件Q2和Q3交替導(dǎo)通。
與此同時，在開關(guān)元件Q2導(dǎo)通或關(guān)斷的較短周期內(nèi)，圖12(b)所示的那種部分諧振電流ICP流過與開關(guān)元件Q2并聯(lián)的初級側(cè)部分電壓諧振電容器Cp1。另外，盡管未示出，在開關(guān)元件Q4導(dǎo)通或關(guān)斷的較短周期內(nèi)，部分諧振電流流過與開關(guān)元件Q4相連的初級側(cè)部分電壓諧振電容器Cp2。
另外，在圖11所示的電源電路中，于開關(guān)元件Q1和Q4的集電極和發(fā)射極之間流動的開關(guān)電流IQ1和IQ4的波形為圖12(c)所示的M形波形，其中電流電平在大致開關(guān)元件Q1和Q4導(dǎo)通周期TON的中央附近降低。流過開關(guān)元件Q2和Q3的開關(guān)電流IQ2和IQ3也具有圖12(d)所示的M形波形，但它的相位與開關(guān)電流IQ1和IQ4的相位位移180度。
于是，如果將圖12(c)和(d)所示的開關(guān)電流IQ1到IQ4的波形和圖23(b)所示的現(xiàn)有技術(shù)電源電路的電流IQ2的波形進行比較，就能看到圖11所示電源電路的初級側(cè)電流的峰值呈現(xiàn)出一個由開關(guān)電流IQ1到IQ4的M形波形形成的降低量。
這是因為，根據(jù)如下因素即，在圖11所示的電源電路的開關(guān)元件Q1到Q4的集電極和發(fā)射極之間流動的開關(guān)電流IQ1到IQ4具有這種方式的M形波形。
首先，就配置而言，隔離并聯(lián)變壓器PIT的間隙G從傳統(tǒng)的那種擴大，以降低耦合系數(shù)k。另外，將次級繞組N2的匝數(shù)選擇成讓每匝次級繞組N2的感應(yīng)電壓V2例如在5.9V/T(135V/23T)或其以上。另外，次級部分電壓諧振電容器C2與次級繞組N2并聯(lián)。
結(jié)果，通過次級側(cè)部分電壓諧振電容器C2的電容和次級繞組N2的漏磁電感L21的部分電壓諧振作用，在整流電流ID關(guān)斷的周期內(nèi)可以獲得部分電壓諧振電流IC2流過次級側(cè)部分電壓諧振電容器C2的周期。該情況下，如圖12(f)和(h)所示，在構(gòu)成次級側(cè)橋式整流電路DBR的整流二極管關(guān)斷、并且整流電流ID不流動的周期內(nèi)流過部分電壓諧振電流IC2。該情況下，流過次級繞組N2的電流是整流電流ID和部分電壓諧振電流IC2的組合電流，該組合電流的波形呈現(xiàn)出M形。由此，流過與次級繞組N2磁耦合的初級繞組N1的串連諧振電流的波形為M形。
該情況下，沿正極方向的初級側(cè)串連諧振電流I1流過開關(guān)元件Q1和Q4，而沿負極方向的初級側(cè)串連諧振電流I1流過開關(guān)元件Q2和Q3。換言之，當(dāng)開關(guān)元件Q1和Q4組和開關(guān)元件Q2和Q3組呈現(xiàn)交替導(dǎo)通/關(guān)斷時，將波形與諧振電流波形近似的激勵電流提供給與初級側(cè)串連諧振電容器C1串連連接的初級繞組N1。于是，次級繞組N2中因響應(yīng)流過初級繞組N1的電流產(chǎn)生的交變電壓而激勵出交變電壓。
于是，依照次級繞組N2中按照所述方式產(chǎn)生的交變電壓，在與次級繞組N2相連的橋式整流電路DBR的正極側(cè)輸入端和負極側(cè)輸入端之間獲得端子間電壓V2，其波形如圖12(g)所示。簡而言之，在整流電流流過橋式整流電流DBR的周期內(nèi)，將波形箝位于整流濾波電壓E0的絕對值電平上。
另外，從橋式整流電流DBR輸出如圖12(h)所示波形的整流電流ID。此外，在鄰近橋式整流電流DBR中產(chǎn)生的感應(yīng)電壓V2呈現(xiàn)零電平的過零點附近，由于圖12(f)所示的那種部分電壓諧振電流IC2流過次級側(cè)部分電壓諧振電容器C2，所以次級側(cè)上的整流電流ID呈現(xiàn)不連續(xù)模式。但是從隔離式變換器變壓器PIT的初級側(cè)看起來電流象是依照連續(xù)模式流過次級繞組。
另外，如圖13所示，控制圖11所示的電源電路，使得開關(guān)頻率fs隨負載功率Po變重而降低。簡而言之，可以認為，次級側(cè)DC輸出電壓E01的恒壓控制是通過開關(guān)頻率控制來執(zhí)行。
具體而言，在圖11所示的電源電路中，隔離式變換器變壓器PIT的間隙G從傳統(tǒng)例子中的1.0mm擴大到2.0mm，由此將耦合系數(shù)k從0.87降低到0.81。然后，設(shè)定每匝次級繞組N2的感應(yīng)電壓V2是V2＝5.9V/T，選定次級側(cè)部分電壓諧振電容器C2的電容值為3300pF。
按照這種方式，在圖11所示的電源電路中，雖然在隔離式變換器變壓器PIT的次級側(cè)上流動的電流呈現(xiàn)不連續(xù)模式，但該情況下由于次級側(cè)部分電壓諧振電容器C2的電容和次級繞組N2的漏磁電感L21的部分電壓諧振作用，也使得流過初級側(cè)串連諧振電容器C1的初級側(cè)串連諧振電流I1的波形是M形波形。于是，使得流過開關(guān)元件Q1到Q4的開關(guān)電流IQ1到IQ4的電流波形也是M形波形。
由此，在負載功率Po在Po＝200W到0W的范圍內(nèi)，能降低初級側(cè)上流動的初級側(cè)串連諧振電流I1和IQ1到IQ4的峰值電平，提高負載功率Po＝200W到0W時的AC-DC功率變換效率(ηAC-DC)。
根據(jù)實驗，利用圖21所示現(xiàn)有技術(shù)的電源電路，在負載功率Po＝200W(重負載條件下)時AC-DC功率變換效率(ηAC-DC)大約為91.8％，利用圖11所示的電源電路，可將AC-DC功率變換效率(ηAC-DC)提高到大約93.0％。
另外，將圖21所示的電源電路的AC-DC功率變換效率(ηAC-DC)和圖11所示的電源電路的AC-DC功率變換效率進行比較，當(dāng)負載功率Po＝150W時，后者將AC-DC功率變換效率從大約92.4％提高到大約93.6％，當(dāng)負載功率Po＝100W時，從大約92.0％提高到大約94.0％，當(dāng)負載功率Po＝50W時，從大約87.0％提高到93.0％，當(dāng)負載功率Po＝25W時，從大約82.0％提高到91.3％。另外，在負載功率Po是Po＝0W的無負載狀態(tài)下，能將輸入功率從大約3.5W降低到大約1.7W。
結(jié)果，與圖21所示的電源電路相比，圖11所示的電源電路在負載功率Po＝200W時能使AC輸入功率大約降低4.8W，當(dāng)負載功率Po＝150時大約降低2.0W，在負載功率Po＝100W時大約降低2.3W，當(dāng)負載功率Po＝50W時大約降低3.7W，當(dāng)負載功率Po＝25W時降低大約3.1W，當(dāng)負載功率Po＝0W時大約降低1.8W。
此外，在圖11所示的電源電路中，由于構(gòu)成輸入整流濾波電流的輸入整流電路可由與圖1所示電源電路中的全波整流電路相類似的全波整流電路構(gòu)成，因此輸入整流濾波電路僅需要一個濾波電容器。另外，由于開關(guān)元件由全橋連接構(gòu)成，開關(guān)元件Q1到Q4的耐壓特性可在400V到200V的范圍內(nèi)選擇，由此就降低了電路成本。另外，由于增強了開關(guān)元件Q1到Q4的開關(guān)特性，所以降低了開關(guān)元件Q1到Q4的發(fā)熱。因此，優(yōu)點還在于，可以取消開關(guān)元件Q1到Q4的散熱板。
另外，也可將具有圖4所示配置的次級側(cè)電路用于圖11所示的電源電路中。
但是，對于圖1所示的電源電路而言，為了避免低負載條件下的異常振蕩操作，次級側(cè)部分電壓諧振電容器C2要與次級繞組N2并聯(lián)。
與之相反，在圖11所示的電源電路中，設(shè)置次級側(cè)部分電壓諧振電容器C2不是為了避免低負載狀態(tài)下的異常振蕩操作，而是為了以人工方式實現(xiàn)連續(xù)操作模式，其中，盡管次級側(cè)整流電流ID是不連續(xù)操作模式，但如上所述因讓部分電壓諧振電流IC2流過次級側(cè)部分電壓諧振電容器C2，所以由初級側(cè)看起來次級側(cè)整流電流ID在連續(xù)流動。
該情況下，選擇次級繞組N2+N3＝23T。另外，次級側(cè)部分電壓諧振電容器C2選用1000pF的低電容電容器。
圖14表示本發(fā)明第五實施例的開關(guān)電源電路的配置的例子。要注意的是，圖14所示電源電路的電路配置基本上與圖5所示的電源電路配置相同，因此用相同參考符號表示相同元件，并省略了對它們的說明。
圖14所示的電源電路也具有組合諧振型變換器配置，其中將另一諧振電路與串連諧振電路組合，用以如圖5所示的電源電路中那樣，讓初級側(cè)的開關(guān)操作成為電流諧振型操作。
該情況下，也在構(gòu)成隔離式變換器變壓器PIT的磁芯的中央磁支路中形成一個1.5mm或其以上的間隙G，這樣也如圖5所示的電源電路中那樣，以類似方式獲得弱耦合狀態(tài)，例如，初級繞組N1和次級繞組N2或N3的耦合系數(shù)k在k約＝0.84或其以下。
另外，一個次級側(cè)部分電壓諧振電容器C2與隔離式變換器變壓器PIT的次級繞組N2并聯(lián)，使得次級側(cè)部分電壓諧振電容器C2的電容與次級繞組N2的漏磁電感構(gòu)成次級側(cè)部分電壓諧振電路。此外，為了獲得大約135V的次級側(cè)DC輸出電壓E01，將PIT的次級繞組N2的匝數(shù)設(shè)定成能使每匝次級繞組N2的感應(yīng)電壓在5V或其以上，以便在重負載狀態(tài)(125W)到輕負載狀態(tài)的范圍內(nèi)提高AC-DC功率變換效率(ηAC-DC)。要注意的是，該情況下，也將上述具有圖19或圖20配置的隔離式變換器變壓器用于隔離式變換器變壓器PIT。要注意的是，在將圖14所示的電源電路和圖5所示的電源電路進行比較時，可以看到圖5所示的電源電路的電路配置被簡化，其取消了次級側(cè)部分電壓諧振電容器。
圖15和16是表示圖14所示的電源電路在開關(guān)周期內(nèi)的操作的波形圖。圖15表示在AC輸入電壓VAC＝100V、并且負載功率Po＝125W條件下的操作。同時，圖16表示在AC輸入電壓VAC＝100V、并且負載功率Po＝25W條件下的操作。
另外，圖17表示作為電源電路特性曲線的AC-DC轉(zhuǎn)換效率(ηAC-DC)、開關(guān)頻率fs和開關(guān)輸出電流IQ1和IQ2相對負載功率Po是Po＝0W到125W的變化特性。
要注意的是，要獲得圖15到17所示的測量結(jié)果，圖14所示的電源電路的元器件按以下方式選擇。
對于隔離式變換器變壓器PIT，將間隙G設(shè)定為G＝1.5mm，由此耦合系數(shù)被選定為k＝0.84。另外纏繞初級繞組N1＝28T，次級繞組N2＝23T+23T。該情況下，初級繞組N1的勵磁電感L1是L1＝186μH；初級繞組N1的漏磁電感L11是L11＝56μH；次級繞組N2的勵磁電感L2是L2＝145μH；次級繞組N2的漏磁電感L21是L21＝43μH。
另外，選擇初級側(cè)串連諧振電容器C1＝0.047μF，次級側(cè)部分電壓諧振電容器C2＝1200pF。
在圖15所示的情況下，開關(guān)元件Q12的集電極-發(fā)射極電壓VQ2在開關(guān)元件Q12導(dǎo)通的周期TON內(nèi)和開關(guān)元件Q12關(guān)斷的周期TOFF內(nèi)的波形如圖15(a)所示，波形如圖15(b)所示的集電極電流IQ2流到開關(guān)元件Q12的集電極。
該情況下，流過開關(guān)元件Q12的電流IQ2也具有M形波形，其中電流電平大致在開關(guān)元件Q12導(dǎo)通周期TON的中心附近下降。盡管未示出，但相位與電流IQ2移動180度的M形電流IQ1也流過開關(guān)元件Q11。
與傳統(tǒng)隔離式變換器變壓器PIT相比，圖14所示的電源電路按照這種方式通過增大間隙G提高了初級繞組N1的漏磁電感L11，從而降低了耦合系數(shù)k。另外，將次級繞組N2的匝數(shù)選擇為能使每匝次級繞組N2的感應(yīng)電壓在5V或其以上，次級側(cè)部分電壓諧振電容器C2與次級繞組N2并聯(lián)。
該情況下，由于次級側(cè)部分電壓諧振電容器C2和初級繞組N1的漏磁電感L11的并聯(lián)諧振作用，流過初級側(cè)串連諧振電容器C1的初級側(cè)串連諧振電流I1具有圖15(d)所示的M形波形。
因此，在將圖14所示的電源電路與圖25所示的現(xiàn)有技術(shù)電源電路進行比較時，圖14所示電源電路呈現(xiàn)出開關(guān)電流IQ2和初級側(cè)串連諧振電流I1較低的峰值，由此提高了負載功率Po＝0W到125W的范圍內(nèi)的功率變換效率。
具體而言，為了提高初級繞組N1的漏磁電感L11，并將每匝次級繞組N2的感應(yīng)電壓設(shè)定為V2＝5.87V/T，要把傳統(tǒng)隔離式變換器變壓器PIT的間隙從1.0mm擴大到1.5mm，由此將耦合系數(shù)k從0.87降低到0.84。
另外，把隔離式變換器變壓器PIT的初級繞組N1的匝數(shù)從24T提高到28T。于是，使得初級繞組N1的漏磁電感L11從42μH提高到56μH。
另外，該情況下次級側(cè)部分電壓諧振電容器C2的電容值選擇1200pF。
再有，該情況下，如圖15(c)所示，在周期TON和周期TOFF內(nèi)，在隔離式變換器變壓器PIT的初級繞組N1上獲得波形極性相反的電壓V1。另外，由于在次級繞組N2的中央抽頭和次級側(cè)地之間有圖15(f)所示的那種次級側(cè)整流電流ID流動，就可在次級繞組N2的纏繞起始端側(cè)和次級側(cè)地之間獲得端子間電壓V2作為輸出，其波形如圖15(e)所示。
圖16是表示開關(guān)周期內(nèi)在AC輸入電壓VAC＝100V和負載功率Po＝25W的條件下的操作的波形圖，將其與圖15所示的開關(guān)周期內(nèi)的波形圖作比較。
該情況下，開關(guān)元件Q12的集電極-發(fā)射極電壓VQ2在開關(guān)元件Q12導(dǎo)通的周期TON和開關(guān)元件Q12關(guān)斷的另一周期TOFF內(nèi)的波形如圖16(a)所示，波形如圖16(b)所示的集電極電流IQ2流到開關(guān)元件Q12的集電極。同樣在該情況下，由于次級側(cè)部分電壓諧振電容器C2和初級繞組N1的漏磁電感L11的并聯(lián)諧振作用，流過初級側(cè)串連諧振電容器C1的初級側(cè)串連諧振電流I1的波形如圖16(d)所示。
該情況下，在隔離式變換器變壓器PIT的初級繞組N1上獲得的電壓V1波形如圖16(c)所示。另外，由于圖16(f)所示的那種整流電流ID在次級繞組N2的中央抽頭和次級側(cè)地之間流動，在次級繞組N2的纏繞起始端側(cè)和次級側(cè)地之間獲得感應(yīng)電壓V2作為輸出，其波形如圖16(e)所示。
在圖14所示的電源電路中，按照這種方式，由于次級側(cè)部分電壓諧振電容器C2和初級繞組N1的漏磁電感L11的并聯(lián)諧振作用，流過初級側(cè)串連諧振電容器C1的初級側(cè)串連諧振電流I1具有M形波形。因此，流過開關(guān)元件Q1和Q2的開關(guān)輸出電流IQ1和IQ2具有M形波形。
因此，正如由圖17所示的圖14電源電路的特性曲線圖和圖18所示的圖25電源電路的特性曲線所看到的，圖14所示的電源電路在負載功率Po＝0W到125W的范圍內(nèi)提高了功率變換效率。尤其可以看到，在負載較輕時更能提高功率變換效率。
根據(jù)實驗，利用圖25所示的現(xiàn)有技術(shù)電源電路，在負載功率Po＝125W時AC-DC功率變換效率(ηAC-DC)大約92.0％，利用圖14所示的電源電路，可將AC-DC功率變換效率(ηAC-DC)提高到大約93.1％。
另外，對圖25所示電源電路的AC-DC功率變換效率(ηAC-DC)和圖11所示電源電路的AC-DC功率變換效率(ηAC-DC)進行比較，在負載功率Po＝100W時后者將AC-DC功率變換效率(ηAC-DC)從大約92.0％提高到大約93.7％，在負載功率Po＝75W時從大約91.5％提高到93.4％，在負載功率Po＝50W時從大約89.0％提高到92.1％，在負載功率Po＝25W時從大約82.5％提高到大約85.8％。另外，在負載功率Po是Po＝0W的空載狀態(tài)下，也能將輸入功率從大約4.2W降低到大約1.7W。
結(jié)果，在將圖14所示的電源電路與圖25所示的電源電路進行比較時，前者能在負載功率Po＝125W時將AC輸入功率降低大約1.6W，在負載功率Po＝100W時降低大約2.0W，在負載功率Po＝75W時降低大約1.7W，在負載功率Po＝50W時降低大約1.9W，在負載功率Po＝25W時降低大約1.2W，在負載功率Po＝0W時降低大約2.5W。
另外，如圖17所示，對圖14所示的電源電路進行控制，使得開關(guān)頻率fs隨負載功率Po增大而降低。換言之，開關(guān)頻率fs具有隨負載功率Po變小而按比例升高的趨勢。
于是，例如，圖14所示電源電路的開關(guān)頻率fs相對于負載功率Po＝125W到25W的控制范圍大約是61.7kHz到64.9kHz。
相反，圖25所示電源電路的開關(guān)頻率fs相對于負載功率Po＝125W到25W的控制范圍大約為62.5kHz到65.8kHz。因此，在圖14所示的電源電路和圖25所示的電源電路中，相對于負載功率Po＝125W變到＝25W開關(guān)頻率fs的控制范圍基本上相等。
另外，在負載功率Po＝125W時，圖25所示電源電路的開關(guān)頻率fs相對于AC輸入電壓VAC的輸入電壓變化(85V到140V)的控制范圍大約是52.1kHz到76.9kHz，而圖14所示電源電路的控制范圍是大約58.8kHz到74.6kHz。因此，圖14所示電源電路的優(yōu)點在于，負載功率Po＝125W時開關(guān)頻率fs相對于輸入電壓變化的控制范圍小了大約9kHz。
下面描述本發(fā)明第六實施例的開關(guān)電源電路。要注意的是，第六實施例的電源電路配置與圖10所示的電源電路配置相同，因此附圖中省略了第六實施例的電源電路。
但是為了避免低負載條件下的異常振蕩操作并實現(xiàn)穩(wěn)定操作，將在上面參考圖10描述的電源電路中的次級側(cè)部分電壓諧振電容器C2與次級繞組N2并聯(lián)。但是，在依照第六實施例的電源電路中，是為了以人工方式實現(xiàn)流過隔離式變換器變壓器PIT次級側(cè)的電流連續(xù)流動的連續(xù)操作模式而設(shè)置次級側(cè)部分電壓諧振電容器C2。簡而言之，第六實施例也具有包括次級側(cè)部分電壓諧振電容器C2的配置，用以實現(xiàn)了與上述第四和第五實施例相同的操作和作用。
圖18是表示第六實施例的電源電路在開關(guān)周期內(nèi)的操作的波形圖。在此，示出了AC輸入電壓VAC＝100V、負載功率Po＝200W條件下的操作波形。
首先，如圖18(b)所示，流過開關(guān)元件Q2的開關(guān)輸出電流(漏極電流)IQ2在開關(guān)元件Q2導(dǎo)通的周期TON內(nèi)流過，在開關(guān)元件Q2關(guān)斷的另一周期TOFF內(nèi)呈現(xiàn)零電平。
同時，如圖18(a)所示，在開關(guān)元件Q2關(guān)斷的周期TOFF內(nèi)獲得與初級側(cè)部分電壓諧振電容器Cp并聯(lián)連接的開關(guān)元件Q2的端子間電壓VQ2，其波形被箝位于DC輸入電壓Ei的電平上，該端子間電壓在開關(guān)元件Q2導(dǎo)通的周期TON內(nèi)呈現(xiàn)零電平。
另外，由于實現(xiàn)了上述開關(guān)操作，波形如圖18(d)所示的初級繞組電流I1流過初級繞組N1。如圖所示，初級繞組電流I1的波形的極性會根據(jù)開關(guān)周期而顛倒，即，在周期TON內(nèi)它是正極性，在周期TOFF內(nèi)它是負極性。
另外，此時的初級繞組N1的端子間電壓V1的波形如圖18(c)所示。
同時，在電源電路的次級側(cè)，于次級繞組N2的中央抽頭和次級側(cè)接線之間有圖18(g)所示的那種次級側(cè)電流ID流動，由此在次級繞組N2的纏繞起始端和次級側(cè)地之間獲得波形如圖18(e)所示的電壓V2。另外，流過次級繞組N2的次級側(cè)電流I2如圖18(f)所示。再有，波形如圖18(h)所示的部分電壓諧振電流IC2流過與次級繞組N2并聯(lián)連接的次級側(cè)部分電壓諧振電容器C2。
于是，由于具有上述配置的第六實施例電源電路也具有與圖17所示相類似的特性，因此在從輕負載條件到重負載(200W)條件的范圍內(nèi)能提高功率變換效率，并得到與圖14所示電源電路相同的效果。
要注意的是，在第四到第六實施例的上述開關(guān)電源電路中，就隔離式變換器變壓器PIT的次級繞組N2的匝數(shù)而言，將次級繞組N2或初級繞組N1的匝數(shù)選定為讓每匝次級繞組N2的感應(yīng)電壓大約為5.9V/T或5.87V/T。但是，如果把初級繞組N1或次級繞組N2的匝數(shù)選擇成讓每匝次級繞組N2的感應(yīng)電壓大約為5V/T，也能獲得上述效果。
要注意的是，雖然上述實施例的電源電路具有通過恒壓控制部分的開關(guān)頻率控制來維持次級側(cè)DC輸出電壓是恒壓的配置，但它們還可以是不同的恒壓控制配置，例如包括串連調(diào)節(jié)器。
另外，即使省略了將次級側(cè)DC輸出電壓維持在恒壓的配置，基于本發(fā)明原理的電源電路也能實現(xiàn)預(yù)定的作用和效果。因此，當(dāng)要基于本發(fā)明來構(gòu)建電源電路時，可以說不必總要設(shè)置將次級側(cè)DC輸出電壓維持在恒壓的配置。
再有，依照本發(fā)明的開關(guān)電源電路不限于上述實施例的配置，而是可以依照各種條件將必要部分的元器件常數(shù)適當(dāng)?shù)馗淖兂珊线m的值。
另外，雖然在第一和第四實施例中為開關(guān)元件Q1到Q4設(shè)置了自激振蕩電路，例如該情況下開關(guān)元件Q1到Q4每個都由MOS-FET或IGBT構(gòu)成，但也能將它們相應(yīng)地構(gòu)成由分別激勵振蕩電路來實施開關(guān)操作。相反，就包括兩個開關(guān)元件構(gòu)成的半橋式系統(tǒng)的電源電路而言，盡管僅在第二實施例情況下描述了單獨激勵型配置，但也能把它們構(gòu)成自激型的。
權(quán)利要求
1.一種開關(guān)電源電路，包括整流濾波部分，用于接收AC輸入電壓作為其輸入，并對AC電壓實施整流濾波操作，從而產(chǎn)生整流濾波電壓；開關(guān)部分，包括多個開關(guān)元件，用于遮斷由所述整流濾波部分輸出的整流濾波電壓；驅(qū)動部分，用于驅(qū)動所述開關(guān)元件以提前確定的開關(guān)頻率進行開關(guān)；變換器變壓器，包括分開纏繞在擁有磁支路的磁芯上的初級繞組和次級繞組，在所述磁支路上形成了一個能使所述初級繞組和所述次級繞組具有弱耦合狀態(tài)的間隙，并使得耦合系數(shù)等于或低于所需值，所述繞組的匝數(shù)被設(shè)定成能使每匝所述次級繞組的感應(yīng)電壓等于或小于預(yù)定值，在所述次級繞組上獲得的所述開關(guān)部分的輸出傳送給所述次級繞組；初級側(cè)串連諧振電路，至少由所述變換器變壓器的所述初級繞組的漏磁電感分量和與所述初級繞組串連連接的初級側(cè)串連諧振電容器的電容構(gòu)成，以讓所述開關(guān)部分操作成為電流諧振型操作；初級側(cè)部分電壓諧振電路，由與構(gòu)成所述開關(guān)部分的所述開關(guān)元件中預(yù)定的一個并聯(lián)連接的初級側(cè)部分電壓諧振電容器的電容和所述變換器變壓器的所述初級繞組的漏磁電感分量構(gòu)成，用于僅在構(gòu)成所述開關(guān)部分的開關(guān)元件的關(guān)斷周期內(nèi)執(zhí)行部分電壓諧振操作；以及DC輸出電壓產(chǎn)生部分，用于接收在所述變換器變壓器的次級繞組上獲得的交變電壓作為輸入，對輸入的交變電壓執(zhí)行整流和濾波操作，產(chǎn)生次級側(cè)Dc輸出電壓；所述初級繞組和所述次級繞組的匝數(shù)其選擇，使得每匝所述次級繞組的能使次級側(cè)電流連續(xù)流過所述次級繞組的電壓。
2.根據(jù)權(quán)利要求1所述的開關(guān)電源電路，還包括恒壓控制部分，用于響應(yīng)次級側(cè)DC輸出電壓的電平控制所述驅(qū)動部分以改變驅(qū)動所述開關(guān)元件進行開關(guān)的開關(guān)頻率，從而對次級側(cè)DC輸出電壓執(zhí)行恒壓控制。
3.根據(jù)權(quán)利要求1所述的開關(guān)電源電路，還包括次級側(cè)部分電壓諧振電路，由與所述變換器變壓器的所述次級繞組并聯(lián)連接的次級測部分電壓諧振電容器的電容和所述次級繞組的漏磁電感分量構(gòu)成，用以執(zhí)行次級側(cè)的部分諧振操作。
4.一種開關(guān)電源電路，包括整流濾波部分，用于接收AC電壓作為輸入，并對AC電壓執(zhí)行整流濾波操作，以產(chǎn)生整流濾波電壓；開關(guān)部分，包括多個開關(guān)元件，用于遮斷從所述整流濾波部分輸出的整流濾波電壓；驅(qū)動部分，用于驅(qū)動所述開關(guān)元件以提前確定的開關(guān)頻率進行開關(guān)；變換器變壓器，包括以分開方式纏繞在擁有磁支路的磁芯上的初級繞組和次級繞組，在所述磁支路中形成了一個能使所述初級繞組和次級繞組具有弱耦合狀態(tài)的間隙，并使得耦合系數(shù)等于或低于所需值，這些繞組的匝數(shù)設(shè)置使每匝所述次級繞組的感應(yīng)電壓等于或高于預(yù)定電平，在所述初級繞組上獲得的所述開關(guān)部分的輸出傳給所述次級繞組；初級側(cè)串連諧振電路，至少由所述變換器變壓器的所述初級繞組的漏磁電感分量和與所述初級繞組串連連接的初級側(cè)串連諧振電容器的電容構(gòu)成，用于使所述開關(guān)部分的操作成為電流諧振型操作；DC輸出電壓產(chǎn)生部分，用于接收在所述變換器變壓器的所述次級繞組上獲得的交變電壓作為輸入，對輸入的交變電壓執(zhí)行整流和濾波操作，產(chǎn)生次級側(cè)DC輸出電壓；以及次級側(cè)部分電壓諧振電路，由與所述變換器變壓器的所述次級繞組并聯(lián)連接的次級側(cè)部分電壓諧振電容器的電容和所述次級繞組的漏磁電感部分構(gòu)成，用于執(zhí)行次級側(cè)的部分諧振操作；所述初級繞組和所述次級繞組的匝數(shù)其選擇，能將每匝所述次級繞組的感應(yīng)電壓設(shè)置成為能使流過所述次級繞組的次級側(cè)電流不連續(xù)流動的電壓。
5.根據(jù)權(quán)利要求4所述的開關(guān)電源電路，還包括恒壓控制部分，用于響應(yīng)次級側(cè)DC輸出電壓的電平控制所述驅(qū)動部分，以改變驅(qū)動開關(guān)元件進行開關(guān)的開關(guān)頻率，從而對次級側(cè)DC輸出電壓執(zhí)行恒壓控制。
6.根據(jù)權(quán)利要求1或4所述的開關(guān)電源電路，其中所述開關(guān)部分的所述多個開關(guān)元件是串連連接在整流濾波電壓和參考電位之間的兩個開關(guān)元件，所述兩個開關(guān)元件由所述驅(qū)動部分驅(qū)動，執(zhí)行交變開關(guān)操作。
7.根據(jù)權(quán)利要求1或4所述的開關(guān)電源電路，其中所述開關(guān)部分的所述多個開關(guān)元件是串連連接在整流濾波電壓和參考電位之間的兩組二開關(guān)元件組，所述兩組二開關(guān)元件組由所述驅(qū)動部分驅(qū)動，執(zhí)行開關(guān)操作。
8.根據(jù)權(quán)利要求1或4所述的開關(guān)電源電路，其中所述驅(qū)動部分是驅(qū)動諧振電路，該電路包括激勵線圈和與所述激勵線圈串連連接的驅(qū)動諧振電容器，其開關(guān)頻率基于由所述激勵繞組的電感分量和所述驅(qū)動諧振電容器的電容決定的諧振頻率。
9.根據(jù)權(quán)利要求2或5所述的開關(guān)電源電路，其中所述激勵部分的激勵線圈是與所述初級側(cè)串連諧振電容器串連連接的正交控制變壓器的激勵繞組，所述正交控制變壓器是包括所述激勵繞組的可飽和電抗器、與所述初級繞組和所述初級側(cè)串連諧振電容器串連連接的檢測繞組、沿著所述激勵繞組和所述檢測繞組的正交方向纏繞的控制繞組，所述控制繞組提供一電平對應(yīng)于次級側(cè)DC輸出電壓的電平變化的控制電流。
10.根據(jù)權(quán)利要求1或4所述的開關(guān)電源電路，其中在所述變換器變壓器的所述次級繞組的中央部分設(shè)置了與參考電位相連的中央抽頭，在所述次級繞組的每個對置端部都設(shè)置了整流器和濾波電容器，由此可以執(zhí)行全波整流操作。
全文摘要
一種提高了功率變換效率的開關(guān)電源電路。組合了初級側(cè)上設(shè)置的電流諧振變換器和初級側(cè)部分電壓諧振電路的組合型諧振變換器具有由全波整流電路構(gòu)成的初級側(cè)DC輸入整流電路。隔離式變換器變壓器(PIT)的磁芯間隙G為2.0mm。初級和次級繞組(N1，N2)是弱耦合，即它們的耦合系數(shù)約為0.81。初級和次級繞組(N1，N2)的匝數(shù)經(jīng)確定，能使每匝次級繞組(N2)的感應(yīng)電壓在2V或其以下。利用這種配置能提高初級繞組的漏磁電感(L11)和次級繞組(N2)的漏磁電感(L21)。結(jié)果，能降低輕負載條件下的初級側(cè)電流(I1)，也能減小開關(guān)輸出電流(IQ1，IQ2)。
文檔編號H02M3/338GK1685593SQ03823430
公開日2005年10月19日 申請日期2003年8月8日 優(yōu)先權(quán)日2002年8月9日
發(fā)明者安村昌之 申請人:索尼株式會社