專利名稱：移相斬波的高功率因數(shù)串級調(diào)速裝置的制作方法
技術(shù)領(lǐng)域：
本發(fā)明涉及一種串級調(diào)速技術(shù)，特別涉及一種移相斬波的高功率因數(shù)串 級調(diào)速裝置。
背景技術(shù)：
我國是一個電力資源非常短缺的國家，節(jié)能作為一項重要的技術(shù)政策， 對國民經(jīng)濟(jì)的發(fā)展具有深遠(yuǎn)的影響。風(fēng)機(jī)和水泵在國民經(jīng)濟(jì)各部門中應(yīng)用的 數(shù)量眾多，分布面極廣，耗電量巨大。據(jù)統(tǒng)計，全國風(fēng)機(jī)和水泵的耗電量占
到整個工業(yè)用電量的40%以上，而風(fēng)機(jī)、水泵一般在運行中都要進(jìn)行負(fù)荷調(diào) 節(jié)，相應(yīng)的流量也要跟蹤調(diào)節(jié)。傳統(tǒng)的調(diào)節(jié)方法是調(diào)節(jié)入口或出口的閥門開 度，使得風(fēng)機(jī)、水泵用電量的30% 40%消耗在調(diào)節(jié)閥門及管網(wǎng)壓降上，這是 一種效益差、能耗大、設(shè)備損壞快、維修量大、運行費用高的落后辦法，不 僅造成了電能的巨大浪費，而且與經(jīng)濟(jì)運行標(biāo)準(zhǔn)也有相當(dāng)大的差距。如果對 風(fēng)機(jī)、水泵進(jìn)行調(diào)速，則可以取得很好的節(jié)能效果，提高經(jīng)濟(jì)效益。目前比 較有發(fā)展前景的高壓大功率調(diào)速技術(shù)應(yīng)該是串級調(diào)速技術(shù)和高壓變頻技術(shù)， 其中串級調(diào)速技術(shù)是從電機(jī)轉(zhuǎn)子側(cè)來實現(xiàn)調(diào)速，而高壓變頻調(diào)速技術(shù)是直接 從定子側(cè)來調(diào)速，兩者各有千秋。但是對于那些調(diào)速性能要求不高，'調(diào)速范 圍不寬的高壓大功率風(fēng)機(jī)、水泵，串級調(diào)速是一種比較經(jīng)濟(jì)可行的調(diào)速方 案。然而傳統(tǒng)的串級調(diào)速系統(tǒng)存在功率因數(shù)低、諧波含量大等缺點，并且目 前工業(yè)現(xiàn)場使用的內(nèi)饋斬波串級調(diào)速系統(tǒng)的斬波器大多采用開環(huán)控制，其動 態(tài)性能不好，轉(zhuǎn)子整流電流不可控，容易發(fā)生過流故障，使得裝置的可靠性 降低，這些都影響了串級調(diào)速在風(fēng)機(jī)、泵類負(fù)載調(diào)速場合的推廣應(yīng)用。

發(fā)明內(nèi)容
本發(fā)明是針對現(xiàn)在大功率風(fēng)機(jī)、水泵存在串級調(diào)速系統(tǒng)存在功率因數(shù) 低、諧波含量大、故障多的問題，提出了一種移相斬波的高功率因數(shù)串級調(diào)
速裝置，采用12脈波整流減少了轉(zhuǎn)子整流側(cè)的諧波，提高了轉(zhuǎn)子側(cè)的功率 因數(shù)；由于采用了移相斬波，減少了直流電流脈動，增加了裝置的穩(wěn)定性； 由于采用了 P麗逆變技術(shù)，不僅減少了逆變側(cè)的諧波，提高了系統(tǒng)的功率因 數(shù)，還可以有效防止逆變顛覆故障，增強(qiáng)了裝置的可靠性。
本發(fā)明的技術(shù)方案為 一種移相斬波的高功率因數(shù)串級調(diào)速裝置，依次 包括整流部分、斬波部分、逆變部分和控制部分，內(nèi)饋電機(jī)轉(zhuǎn)子繞組與Y/Y/ A變壓器相連接，變壓器副邊線圈相差30°，輸出分別通過第一和第二整流 器構(gòu)成12脈波整流，斬波部分由兩個相移差90°的第一斬波器和第二斬波器 構(gòu)成，第一、二整流器輸出分別接第一、二斬波器，電流經(jīng)過兩個斬波器移 相斬波電流脈動變小后，電流信號進(jìn)入由P麗整流器組成的逆變部分進(jìn)行逆 變，輸出逆變電流連接內(nèi)饋電機(jī)的調(diào)節(jié)繞組，控制電路由第一 DSP控制器和 第二 DSP控制器組成，第一 DSP控制器輸出控制第一、二斬波盔的斬波脈 沖，第二DSP控制器控制P麗整流器的脈沖，第一 DSP控制器與第二 DSP控 制器之間通過雙口 RAM進(jìn)行數(shù)據(jù)交換。
所述第一、二斬波器分別由一個電感、 一個二極管及一個晶體管IGBT 構(gòu)成，所述第一、二整流器輸出接斬波器電感，電感另一頭接二極管的正極 和晶體管IGBT的集電極，流入斬波器的電流即輸入電感的電流，流出斬波 器的電流為二極管輸出電流。所述兩個斬波器的二極管輸出連接點，和兩個 斬波器中晶體管發(fā)射極輸出連接點，匯集于儲能電容正負(fù)兩側(cè)，儲能電容后端連接P麗整流器。
所述P麗整流器由六個可控器件IGBT構(gòu)成，六個可控器件IGBT兩個一 串，然后三組并聯(lián)，每個IGBT反并聯(lián)一個二極管，每兩個串聯(lián)可控器件 IGBT的三個連接點連接內(nèi)饋電機(jī)的調(diào)節(jié)繞組側(cè)。
本發(fā)明的有益效果在于本發(fā)明移相斬波的高功率因數(shù)串級調(diào)速裝 置，采用新的電力電子技術(shù)及新的拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)和控制方法，對內(nèi)饋斬波串級調(diào) 速的斬波器實行數(shù)字式雙閉環(huán)控制，并引入P麗整流技術(shù)，使之共同作用于 串級調(diào)速，使其性能、功率因數(shù)和可靠性都得到提高，在技術(shù)上將會使串級 調(diào)速系統(tǒng)上升一個臺階。


圖1為本發(fā)明移相斬波的高功率因數(shù)串級調(diào)速裝置原理圖； 圖2為傳統(tǒng)調(diào)速系統(tǒng)六脈波整流波形圖3為本發(fā)明移相斬波的高功率因數(shù)串級調(diào)速裝置十二脈波整流波形'圖； 圖4為單Boost斬波器形成的電流波形圖5為本發(fā)明移相斬波的高功率因數(shù)串級調(diào)速裝置中移相斬波器形成的電流 波形'圖6為本發(fā)明移相斬波的高功率因數(shù)串級調(diào)速裝置采用PWM整流器得到的電
流與電壓波形圖。
具體實施例方式
基于移相斬波的高功率因數(shù)串級調(diào)速裝置的原理如圖1所示。rt 1由主 電路及控制電路兩個部分組成。主電路又由內(nèi)饋電機(jī)1與串級調(diào)速裝置兩部 分構(gòu)成。其中內(nèi)饋電機(jī)又分為三個部分，定子繞組(流過的電流為厶)，轉(zhuǎn)子繞組(流過的電流為/》，調(diào)節(jié)繞組(流過的電流為串級調(diào)速裝置由
整流部分(12脈沖整流)，斬波部分(移相斬波)，逆變部分(P爾整流器) 構(gòu)成。其中整流器部分與內(nèi)饋電機(jī)1轉(zhuǎn)子繞組是通過Y/Y/A變壓器2相連 接，副邊線圈相差30°，輸出通過兩個整流器3、 4構(gòu)成12脈波整流，減少 了轉(zhuǎn)子側(cè)諧波，提高了功率因數(shù)。斬波部分由兩個相移差90° ( e = Ji/N， 這里^2)的斬波器5、 6構(gòu)成，其中斬波器5由電感L、 二極管Di及晶體管 IGBT1構(gòu)成，整流器3輸出接電感L.電感L另一頭接二極管"的正極和晶 體管IGBT1的集電極，流入的電流是力，即輸入電感L,的電流，流出的電流 為厶，即為二極管Di輸出電流。斬波器6由電感L2、"及IGBT2構(gòu)成，電路 連接同斬波器5，流入的電流是力，流出的電流為厶。兩個斬波器在A，B兩 點相連接，A點為二極管Dj卩二極管D2輸出連接點，B點為晶體管IGBT1和 晶體管IGBT2發(fā)射極輸出連接點，A，B兩點匯集于儲能電容7正負(fù)兩側(cè)，其 電流關(guān)系滿足下列等式厶+厶=A (1)，儲能電容7后端連接了 P麗整 流器8，整流器8又由6個可控器件IGBT構(gòu)成，分別是IGBT3 IGBT8， 6個 可控器件IGBT兩個一串，然后三組并聯(lián)，每個IGBT反并聯(lián)一個二極管，分 別對應(yīng)的是D3 D8。 P畫整流器中的兩個串聯(lián)可控器件IGBT的三個連接點 C、 D、 E連接內(nèi)饋電機(jī)的調(diào)節(jié)繞組側(cè)，其逆變電流是/f。
控制電路主要由兩個DSP控制器9、 11構(gòu)成，DSP控制器芯片均采用Ti 公司的TMS320LF2407，其中DSP控制器9主要輸出控制兩個斬波器5、 6的 斬波脈沖，即控制IGBT1和IGBT2的使能端，使得直流電流脈動比較小，電 流比較平穩(wěn)；DSP控制器11主要控制P麗整流器六路IGBT的脈沖，使得轉(zhuǎn) 差功率能夠有效回饋電網(wǎng)，不僅減少了整流器的諧波含量，還可以有效防逆變顛覆。DSP控制器9與DSP控制器11之間通過雙口 RAM10進(jìn)行數(shù)據(jù)交 換。
傳統(tǒng)串級調(diào)速采用六脈波整流，如圖2所示，其交流側(cè)整流電流波形 如圖2(a)所示，整流側(cè)直流電壓波形如圖2(b)所示。其交流側(cè)電流波形畸 變厲害，直流側(cè)直流脈動也比較大，60°—個脈動周期。
圖3為本發(fā)明采用十二脈波整流得到的交流側(cè)電流波形如圖3 (a)和整 流側(cè)的直流電壓波形如圖3 (b)，由圖3可知，其交流側(cè)電流波形如圖3 (a)畸變率比較小，直流側(cè)電壓波形如圖3 (b)直流脈動也比較小，30° — 個脈動周期。
圖4是采用單個Boost斬波器進(jìn)行斬波得到的電流波形，由圖4可知， 其電流脈動比較大。
圖5為本發(fā)明采用移相斬波器形成的電流波形，圖5(a)不同斬波器電 流波形，圖5 (b)移相斬波的合成電流波形，對比可知，采用移相斬波后， 直流側(cè)電流波形脈波小，比較穩(wěn)定，容易控制。
傳統(tǒng)串級調(diào)速后端采用晶閘管有源逆變，但其逆變波形類同六脈波整流 的交流側(cè)電流波形，諧波含量比較大，功率因數(shù)低。圖6是采用PWM整流器 代替晶閘管逆變得到的電流與電壓波形，由圖6可知，其電流波形接近正弦 波，且電流相位與電壓相位接近，功率因數(shù)比較高。此外，由于采用了 P麗 整流器，可控電力電子器件可立即關(guān)斷，因此不會發(fā)生逆變顛覆故哮。
權(quán)利要求
1、一種移相斬波的高功率因數(shù)串級調(diào)速裝置，依次包括整流部分、斬波部分、逆變部分和控制部分，其特征在于，內(nèi)饋電機(jī)轉(zhuǎn)子繞組與Y/Y/Δ變壓器相連接，變壓器副邊線圈相差30°，輸出分別通過第一和第二整流器構(gòu)成12脈波整流，斬波部分由兩個相移差90°的第一斬波器和第二斬波器構(gòu)成，第一、二整流器輸出分別接第一、二斬波器，電流經(jīng)過兩個斬波器移相斬波電流脈動變小后，電流信號進(jìn)入由PWM整流器組成的逆變部分進(jìn)行逆變，輸出逆變電流連接內(nèi)饋電機(jī)的調(diào)節(jié)繞組，控制電路由第一DSP控制器和第二DSP控制器組成，第一DSP控制器輸出控制第一、二斬波器的斬波脈沖，第二DSP控制器控制PWM整流器的脈沖，第一DSP控制器與第二DSP控制器之間通過雙口RAM進(jìn)行數(shù)據(jù)交換。
2、 根據(jù)權(quán)利要求1所述移相斬波的高功率因數(shù)串級調(diào)速裝置，其特征在 于，所述第一、二斬波器分別由一個電感、 一個二極管及一個晶體管IGBT 構(gòu)成，所述第一、二整流器輸出接斬波器電感，電感另一頭接二極管的正極 和晶體管IGBT的集電極，流入斬波器的電流即輸入電感的電流，流出斬波 器的電流為二極管輸出電流。
3、 根據(jù)權(quán)利要求2所述移相斬波的高功率因數(shù)串級調(diào)速裝置，其特征在 于，所述兩個斬波器的二極管輸出連接點，和兩個斬波器中晶體管發(fā)射極輸 出連接點，匯集于儲能電容正負(fù)兩側(cè)，儲能電容后端連接P麗整流器。
4、 根據(jù)權(quán)利要求1所述移相斬波的高功率因數(shù)串級調(diào)速裝置，其特征在 于，所述P麗整流器由六個可控器件IGBT構(gòu)成，六個可控器件IGBT兩個一 串，然后三組并聯(lián)，每個IGBT反并聯(lián)一個二極管，每兩個串聯(lián)可控器件 'IGBT的三個連接點連接內(nèi)饋電機(jī)的調(diào)節(jié)繞組側(cè)。
全文摘要
本發(fā)明涉及一種移相斬波的高功率因數(shù)串級調(diào)速裝置。內(nèi)饋電機(jī)轉(zhuǎn)子側(cè)通過Y/Y/△變壓器與兩個三相整流器相連，構(gòu)成12脈波整流，減少轉(zhuǎn)子側(cè)諧波含量，并提高了轉(zhuǎn)子側(cè)功率因數(shù)，整流器直流側(cè)連接移相斬波器，減少了直流脈動，提高了斬波器的可靠性和穩(wěn)定性，兩個斬波器后端連接共同母線，最后通過PWM整流器，把逆變電流回饋回電網(wǎng)，不僅減少了調(diào)節(jié)繞組的諧波含量，提高了其功率因數(shù)，并且可以有效防止逆變顛覆。本發(fā)明不僅可以減少轉(zhuǎn)子側(cè)諧波電流，還減少了逆變側(cè)諧波電流，從而減少整個調(diào)速裝置的諧波含量，使串級調(diào)速裝置的功率因數(shù)得到大大提高。
文檔編號H02P27/04GK101615884SQ20091005029
公開日2009年12月30日 申請日期2009年4月30日 優(yōu)先權(quán)日2009年4月30日
發(fā)明者曹以龍, 江友華 申請人:上海電力學(xué)院