專利名稱：三電平llc變換器的pwm控制方法
技術領域：
本發(fā)明涉及LLC諧振變換器，特別是涉及一種三電平LLC變換器的P麗控制方法。
背景技術：
LLC諧振變換器因為其結構簡單、軟開關特性優(yōu)越，在業(yè)界得到了越來越廣泛的應用。在大功率、高功率密度的場合，三電平LLC諧振變換器更是以其器件應力低、開關損耗小、變換頻率高等優(yōu)點，逐漸成為業(yè)界的主流拓撲。
LLC諧振變換器一般通過改變工作頻率來對變換器增益進行調節(jié)，以實現(xiàn)輸出電壓的穩(wěn)定和調整。實際應用中，考慮到功率器件損耗和變換器效率，變換器工作頻率不能無限制地提高，調頻范圍受到了一定限制，因此，在輸入和輸出電壓變化范圍較大的場合，則往往通過PFM (脈頻調制)和PWM (脈寬調制)相結合的方式來對變換器進行控制。即在輸出高壓重載的情況下，按照增益需求對變換器進行PFM控制，在低壓輕載情況下，增益需求高于最大工作頻率時，對變換器進行恒頻PWM控制。
LLC諧振變換器在PFM控制下可以獲得良好的性能，但在PWM控制下
卻有完全不同的工作特性。下面以三電平全橋ac諧振變換器為例，分析
三電平LLC諧振變換器傳統(tǒng)的PWM控制策略及其存在的缺點。
圖1所示的三電平全橋LLC變換器包括兩個橋臂，8個開關管S1-S8，其中開關管S1、 S2、 S3、 S4分別與開關管S8、 S7、 S6、 S5有著共同的控制信號，習慣上將開關管S1、 S4、 S5、 S8稱為變換器的外管，而將開關管S2、 S3、 S6、 S7稱為變換器的內管。
傳統(tǒng)的P麗控制邏輯如圖2所示，第一橋臂內管S2、 S3比外管Sl、S4延遲一段時間關斷，第二橋臂同理。為方便描述，將這段時間稱為延遲時間。傳統(tǒng)的PWM控制是保持延遲時間基本不變，根據(jù)增益的需求，同時改變內管和外管的占空比，即通過對內外管同時調寬來實現(xiàn)對變換器的控制。如圖2，當內外管S1、 S2、 S7、 S8同時導通時，諧振電流ip正向諧振(im表示勵磁電流)，電流幅值增加；當內外管S1、 S2、 S7、 S8都關斷時，變換器所有開關管都處于關斷狀態(tài)，諧振電流ip處于不受控狀態(tài)，從諧振電流峰值開始阻尼諧振，直到開關管S3、 S4、 S5、 S6導通，改變原邊諧振回路。在小占空比的情況下，開關管關斷的時間較長，阻尼諧振的過程隨負載和占空比的變化而變化，處于完全不受控狀態(tài)，如圖2所示的諧振電流波形，諧振電流可能在一個PWM變換周期內出現(xiàn)多次換向。此時存在圖3所示的工作模態(tài)諧振電流反向諧振，且開關管結電容充放電過程已經結束，開關管S1、 S2、 S7、 S8的體二極管導通續(xù)流，電流流向為開關管S8—開關管S7—諧振電感Lr—變壓器原邊一諧振電容Cr—開關管S2—開關管S1。在某些工況下，恰好在S1、 S2、 S7、 S8的體二極管續(xù)流時，開關管S3、 S4、 S5、 S6開通，則進入如圖4所示的模態(tài)開關管S3、 S4、S5、 S6開通，電流流向為開關管S5—開關管S6—諧振電感Lr—變壓器原邊一諧振電容Cr—開關管S3—開關管S4，此時，開關管S1、 S2、 S7、S8的體二極管還沒有完全反向截止，等同于橋臂的瞬間短路，因此會有很大的反向恢復電流流過整個橋臂。
同樣，三電平半橋LLC變換器的單個橋臂也會出現(xiàn)類似的問題，而其產生的機理與全橋LLC變換器完全相同。在PWM模態(tài)，半橋LLC變換器存在如圖5所示的工作模態(tài)諧振電流反向諧振，且開關管結電容充放電過程已經結束，開關管S1、 S2的體二極管導通續(xù)流，電流流向為變壓器原邊一諧振電容Cr—諧振電感Lr—開關管S2—開關管Sl 。當在此過程中開關管S3、 S4開通，則進入如圖6所示的模態(tài)開關管S3、 S4開通，電流流向為變壓器原邊一諧振電容Cr—諧振電感Lr—開關管S3—開關管S4，此時，開關管S1、 S2的體二極管還沒有完全反向截止，等同于橋臂的瞬間短路，因此會有很大的反向恢復電流流過整個橋臂。
由于M0S管的體內寄生二極管反向恢復特性一般比較差，造成流過橋臂的反向恢復電流非常大，橋臂中出現(xiàn)很大的電流變化率di/dt，在M0S管柵極感應出的尖峰電壓可以造成MOS管被擊穿?？梢?，PWM控制的三電平LLC變換器既不等同于PFM控制的LLC變換器，也不同于普通的P麗變換器，存在特有的體二極管反向恢復問題，從而給三電平LLC變換器的設計帶來了很大的困難。

發(fā)明內容
本發(fā)明的主要目的就是針對現(xiàn)有技術的不足，提供一種用于三電平
LLC諧振變換器的P麗控制方法，解決該類變換器在P麗控制下存在的體 二極管反向恢復問題。
為實現(xiàn)上述目的，本發(fā)明采用以下技術方案
一種用于三電平LLC諧振變換器的PWM控制方法，所述LLC諧振變換 器至少包括耦合在變壓器原邊的串接有多個開關管的第一橋臂，所述多個 開關管包括靠近所述第一橋臂兩端的兩個外管和所述外管之間的兩個內 管，在PWM模態(tài)，根據(jù)增益需求對所述內管和所述外管進行占空比調寬時， 保持所述內管的占空比不低于最小占空比，所述最小占空比按照在所述外 管關斷后所述內管延遲關斷的時長能夠避免諧振電流反向諧振的要求確 定。
在一種實施例中，設定一不低于所述最小占空比的閾值占空比，所述 閾值占空比《0.5;當增益需求的占空比小于所述閾值占空比時，保持內 管的占空比為所述閾值占空比，并根據(jù)增益需求對所述外管進行占空比調 寬；當增益需求的占空比大于閾值占空比時，根據(jù)增益需求對所述內管和 所述外管同時進行占空比調寬。
在另一種實施例中，也可以保持所述內管的占空比為一固定值，例如 為0.5。
所述三電平LLC諧振變換器可以為半橋拓撲或全橋拓撲。 本發(fā)明有益的技術效果是
按照本發(fā)明，在三電平LLC諧振變換器的PWM控制模態(tài)，根據(jù)增益需 求對外管進行占空比調寬，同時保持內管的占空比不低于最小占空比，該 最小占空比按照在外管關斷后內管延遲關斷的時長能夠避免諧振電流反向 諧振的要求確定，因此，當內管和外管同時導通時，諧振電流正向諧振， 電流幅值增加，當外管關斷時，根據(jù)內管的占空比，內管相對于外管的關 斷延遲使其在一定期間一直處于導通狀態(tài)，為原邊電流提供諧振通路，且 使變壓器一直處于正向勵磁狀態(tài)，原邊諧振電流在上升之后下降緩慢，從 而，避免了 P麗控制下三電平LLC諧振變換器的諧振電流在一個P麗變換 周期內出現(xiàn)反向諧振，并由此解決了由于反向諧振所帶來的開關管體二極 管的反向恢復問題。


圖1為三電平全橋LLC變換器的電路結構圖； 圖2為三電平全橋LLC變換器的傳統(tǒng)P麗控制方法的波形圖； 圖3和圖4為三電平全橋LLC變換器反向恢復問題的產生機理圖； 圖5和圖6為三電平半橋LLC變換器反向恢復問題的產生機理圖； 圖7為本發(fā)明一種實施例的三電平全橋LLC變換器的P麗控制方法的 流程圖8為本發(fā)明一種實施例的三電平全橋LLC變換器的P麗控制方法的 波形本發(fā)明的特征及優(yōu)點將通過實施例結合附圖進行詳細說明。
具體實施例方式
請參考圖1和圖7， 一種實施例的三電平全橋LLC變換器的P麗控制 方法包括以下步驟
步驟Al:對于第一橋臂上的四個開關管Sl-S4，確定內管S2、 S3在 PWM模態(tài)的最小占空比，使得滿足在外管Sl、 S4關斷后內管S2、 S3延遲 關斷的時長能夠避免諧振電流反向諧振；
步驟A2:通過PWM控制，根據(jù)增益需求分別對外管S1、 S4進行占空 比調寬，并相應地保持內管S2、 S3的占空比不低于最小占空比。
同樣地，對于第二橋臂，采用上述方法控制內管S6、 S7和外管S5、 S8的占空比。
由于三電平LLC諧振變換器的有效占空比由外管占空比來決定，所以 僅調節(jié)外管占空比就可以滿足變換器增益調節(jié)的需求，而上述控制方法通 過對內管占空比的適當選取，改變了變換器原邊電流的諧振過程，從而能 夠破壞開關管體二極管反向恢復問題的產生條件。
如圖8所示的PWM控制方法的波形圖，當幵關管S1、 S2、 S7、 S8導 通時，諧振電流正向諧振，電流幅值增加，當外管S1、 S8關斷時，根據(jù)內 管S2、 S7占空比的取定，內管S2、 S7將延遲一段時間才關斷，該段時間 內管S2、 S7處于導通狀態(tài)，為原邊電流提供諧振通路，且使變壓器一直處 于正向勵磁狀態(tài)，這使得原邊正向諧振電流在緩慢升高后逐漸降低，不會 出現(xiàn)諧振電流反向，即不會在變換器一個P麗變換周期的正半周期內出現(xiàn) 負向諧振電流；同樣，當開關管S3、 S4、 S5、 S6導通后，進入P麗變換周期的負半周期，當外管S4、 S5關斷時，根據(jù)內管S3、 S6占空比的取定， 內管S3、 S6將延遲一段時間才關斷，該段時間內管S3、 S6處于導通狀態(tài)， 原邊負向諧振過程為負向諧振電流在緩慢升高后逐漸降低，不會出現(xiàn)諧振 電流反向，即不會在P麗變換周期的負半周期出現(xiàn)正向諧振電流。由此， 選擇合理的主回路參數(shù)，可以避免諧振電流在一個P畫變換周期內反向諧 振，進而解決體二極管反向恢復問題。
在一些實施例中，可以采用內管占空比固定不變，即對內管不調寬的 控制方法，如在P碰模態(tài)，對外管S1、 S4、 S8、 S5根據(jù)增益需求進行占空 比調節(jié)，對內管S2、 S3、 S7、 S6保持一固定占空比，該固定占空比的取 值不低于最小占空比，優(yōu)選的，該固定占空比可以取占空比的最大值0.5。
傳統(tǒng)PWM控制下的三電平LLC諧振變換器的反向恢復問題， 一般只出 現(xiàn)在占空比很小的情況下，因此，在一些優(yōu)選的實施例中，也可以只控制 內管S2、 S3、 S7、 S6在部分占空比區(qū)域內不調寬。給內管設定一個閾值占 空比D，最小占空比《0<0.5，當增益需求變換器的占空比小于D時，使 內管占空比保持為D，并根據(jù)增益需求調節(jié)外管占空比，解決LLC變換器 的反向恢復問題；而當增益需求變換器的占空比大于D時，與傳統(tǒng)PWM — 樣，采用內外管同時調寬。在占空比較小時，內管導通時間延長可以改變 原邊諧振過程，破壞反向恢復產生條件，但內管導通對于功率傳輸本身并 沒有作用，而且，內管長時間導通本身會增加原邊環(huán)流，帶來額外損耗， 因此，在占空比較大而不會出現(xiàn)反向恢復問題時，就可以采用內外管同時 調寬可以減低損耗。
請參考圖7，該PWM控制方法同樣適用于圖5所示的三電平半橋LLC 諧振變換器，包括以下步驟
步驟A1:對于第一橋臂上的四個開關管S1-S4，確定內管S2、 S3在 PWM模態(tài)的最小占空比，使得滿足在外管S1、 S4關斷后內管S2、 S3延遲 關斷的時長能夠避免諧振電流反向諧振；
步驟A2:通過PWM控制，根據(jù)增益需求分別對外管S1、 S4進行占空 比調寬，并相應地保持內管S2、 S3的占空比不低于最小占空比。
根據(jù)上述控制方法，通過對內管占空比的適當選取，改變了變換器原 邊電流的諧振過程，避免了出現(xiàn)諧振電流反向諧振，即不會在變換器一個 PWM變換周期的正半周期內出現(xiàn)負向諧振電流，也不會在PWM變換周期的 負半周期出現(xiàn)正向諧振電流，從而能夠破壞開關管體二極管反向恢復問題的產生條件。
此外，對于LLC變換器，其變壓器的副邊可以采用各種整流方式，這 些變形與替換均屬于本發(fā)明的保護范圍。
以上內容是結合具體的優(yōu)選實施方式對本發(fā)明所作的進一步詳細說 明，不能認定本發(fā)明的具體實施只局限于這些說明。對于本發(fā)明所屬技術 領域的普通技術人員來說，在不脫離本發(fā)明構思的前提下，還可以做出若 干簡單推演或替換，都應當視為屬于本發(fā)明的保護范圍。
權利要求
1.一種用于三電平LLC諧振變換器的PWM控制方法，所述LLC諧振變換器至少包括耦合在變壓器原邊的串接有多個開關管的第一橋臂，所述多個開關管包括靠近所述第一橋臂兩端的兩個外管和在所述外管之間的兩個內管，其特征在于，在PWM模態(tài)，根據(jù)增益的需求對所述內管和所述外管進行占空比調寬時，保持所述內管的占空比不低于最小占空比，所述最小占空比按照在所述外管關斷后所述內管延遲關斷的時長能夠避免諧振電流反向諧振的要求確定。
2. 如權利要求1所述的PWM控制方法，其特征在于，設定一不低于所述最小占空比的閾值占空比，所述閾值占空比《0.5;當增益需求的占空比小于所述閾值占空比時，保持內管的占空比為所述閾值占空比，并根據(jù)增益需求對所述外管進行占空比調寬；當增益需求的占空比大于閾值占空比時，根據(jù)增益需求對所述內管和所述外管同時進行占空比調寬。
3. 如權利要求1所述的P麗控制方法，其特征在于，保持所述內管的占空比為一固定值。
4. 如權利要求3所述的PWM控制方法，其特征在于，所述固定值為0.5。
5. 如權利要求1或2或3所述的PWM控制方法，其特征在于，所述三電平LLC諧振變換器為半橋拓撲或全橋拓撲。
全文摘要
本發(fā)明公開了一種用于三電平LLC諧振變換器的PWM控制方法，所述LLC諧振變換器至少包括耦合在變壓器原邊的串接有多個開關管的第一橋臂，所述多個開關管包括靠近所述第一橋臂兩端的兩個外管和在所述外管之間的兩個內管，在PWM模態(tài)，根據(jù)增益需求對所述內管和所述外管進行占空比調寬時，保持所述內管的占空比不低于最小占空比，所述最小占空比按照在所述外管關斷后所述內管延遲關斷的時長能夠避免諧振電流反向諧振的要求確定。通過保持內管的占空比不低于最小占空比，改變了變換器原邊電流的諧振過程，從而避免產生體二極管反向恢復問題。
文檔編號H02M3/28GK101656480SQ20091019015
公開日2010年2月24日 申請日期2009年9月4日 優(yōu)先權日2009年9月4日
發(fā)明者張榮華, 朱玓瓅, 峰 許, 趙敬輝 申請人:艾默生網絡能源有限公司