專利名稱：二次側同步整流控制電路及交換式轉換器的制作方法
技術領域：
本發(fā)明涉及一種二次側同步整流控制電路及交換式轉換器，尤其涉及一種具有反向放大器的二次側同步整流控制電路及交換式轉換器。
背景技術：
圖1為一現有反激式轉換電路的應用電路圖。如圖1所示，此反激式轉換電路具有一變壓器(transformer)T、一一次側開關Q1、一脈寬調制控制器10、一二次側同步整流開關Q2、一二次側同步整流控制電路20。脈寬調制控制器10依據來自變壓器T的二次側的回授信號，產生驅動信號Vgsl控制一次側開關Ql的導通周期。二次側同步整流控制電路20偵測二次側同步整流開關Q2的汲源極電壓Vds2，以控制二次側同步整流開關Q2的導通周期。圖1A為圖1的二次側同步整流控制電路20的應用電路圖。圖2為對應于圖1與圖1A的作動信號波形圖。如圖1A所示，此二次側同步整流控制電路20具有一比較器22與一驅動單元24。比較器22的一輸入端是偵測同步整流開關的汲源極電位，另一輸入端接收一參考電位Vr，以產生控制信號控制二次側同步整流開關Q2的導通周期。一般而言，應用于同步整流操作的功率晶體管的導通電阻RDS(on)非常低，通常僅在數HiQ到數十HiQ之間。因此，在二次側導通期間，電流流經二次側同步整流開關Q2所造成的汲源極電壓Vds2非常低,再加上比較器的輸入端偏差電壓(input offset voltage)的影響，常常會使驅動信號Vgs2關閉時間點產生不小的偏差。驅動信號Vgs2關閉時間點過早，二次側同步整流開關Q2過早關閉影響效率表現。驅動信號Vgs2關閉時間點太晚，二次側同步整流開關Q2會產生倒灌電流，而產生異常的突波(SPIKE)電壓與額外的功耗損失。倘若突波電壓超過二次側同步整流開關Q2的設計規(guī)格，更可能造成二次側同步整流開關Q2擊穿損傷。

發(fā)明內容
有鑒于此，本發(fā)明將同步整流晶體管的汲源極電壓經一反相放大器反相放大后，再連接一比較器產生驅動信號，可降低驅動信號關閉時間點的偏差，改善偏差過大所造成的缺陷。本發(fā)明提供一種二次側同步整流控制電路，此二次側同步整流控制電路具有一反向放大器(inverted amplfier)、一第一比較器與一驅動單元。其中，反向放大器具有一輸入端接收來自一同步整流晶體管的一汲源極電壓信號，以輸出一反向放大信號。第一比較器接收反向放大信號與一第一參考電壓，以輸出一第一比較信號。驅動單元接收第一比較信號，并依據第一比較信號產生一驅動信號控制同步整流晶體管的導通狀態(tài)。換句話說，本發(fā)明提供一種二次側同步整流控制電路，包括:一反向放大器，具有一輸入端接收來自一同步整流晶體管的一汲源極電壓信號，以輸出一反向放大信號；一第一比較器，接收該反向放大信號與一第一參考電壓，以輸出一第一比較信號；以及一驅動單元，接收該第一比較信號，并依據該第一比較信號產生一驅動信號控制該同步整流晶體管的導通狀態(tài)。本發(fā)明還提供一種交換式轉換器，此交換式轉換器具有一變壓器、一一次側開關、一脈寬調制控制器、一二次側同步整流開關與所述的二次側同步整流控制電路。其中，變壓器具有一一次側線圈與一二次側線圈。一次側開關耦接至一次側線圈。脈寬調制控制器用以控制一次側開關的導通周期。二次側同步整流開關耦接至二次側線圈。二次側同步整流控制電路則是用以控制二次側同步整流開關的導通狀態(tài)。也就是說，本發(fā)明提供一種交換式轉換器，包括:一變壓器，具有一一次側線圈與一二次側線圈；一一次側開關，耦接至該一次側線圈；一脈寬調制控制器，用以控制該一次側開關的導通周期；一同步整流晶體管，耦接至該二次側線圈；以及一二次側同步整流控制電路；所述二次側同步整流控制電路包括:一反向放大器，具有一輸入端接收來自該同步整流晶體管的一汲源極電壓信號，以輸出一反向放大信號；一第一比較器，接收該反向放大信號與一第一參考電壓，以輸出一第一比較信號；以及一驅動單元，接收該第一比較信號，并依據該第一比較信號產生一驅動信號控制該同步整流晶體管的導通狀態(tài)。本發(fā)明所提供的同步整流控制電路，可以準確偵測同步整流開關的汲源極電位變化，以降低驅動信號關閉時間點的偏差。借此，即可避免驅動信號關閉時間點過早所導致的低效率問題，以及驅動信號關閉時間點太晚所導致的異常突波電壓與功耗損失。關于本發(fā)明的優(yōu)點與精神可以借助于以下的發(fā)明詳述及所附圖附圖得到進一步的了解。


圖1為一現有反激式轉換電路的應用電路圖；圖1A為圖1的二次側同步整流控制電路的應用電路圖；圖2為對應于圖1與圖1A的作動信號波形圖；圖3為本發(fā)明二次側同步整流控制電路一實施例的應用電路圖；圖4為本發(fā)明_■次側同步整流控制電路另一實施例的應用電路圖；圖5為本發(fā)明驅動單元一實施例的應用電路圖；圖5A為對應于圖5的驅動單元的二次側同步整流控制電路的作動波形圖；圖6為本發(fā)明驅動單元另一實施例的應用電路圖；圖6A為對應于圖6的驅動單元的二次側同步整流控制電路的作動波形圖。主要元件附圖標記說明二次側同步整流控制電路120反向放大器122第一比較器123驅動單元124二次側同步整流晶體管Q2電源供應電壓VCC反向放大信號Vamp第一參考電 壓Vrl
第一比較信號Vcoml驅動信號Vgs2汲極電壓Vd源極電壓Vs二次側同步整流控制電路220保護晶體管Qh同步整流晶體管Q2驅動單元300控制信號產生電路320驅動級340反向放大信號Vamp第一比較信號Vcoml控制信號Vc驅動信號Vgs2第一開關SWl第二開關SW2汲源極電壓Vds2二次側電流Id2驅動單元400控制信號產生電路420第二比較器422第一 SR正反器424尖峰波形消除電路430第一與門432第二 SR正反器434延遲單元4:36第二與門438驅動級440第二參考電壓Vr2第二比較信號Vcom2延遲信號Vde二次側電流Id2第一輸出信號Vol第二輸出信號Vo2第三輸出信號Vo3第四輸出信號Vo具體實施例方式圖3為本發(fā)明二次側同步整流控制電路120 —實施例的應用電路圖。此二次側同步整流控制電路可適用于交換式轉換器，如反激式轉換器、順向式轉換器等。轉換器的一次側開關的導通周期可通過偵測轉換器的輸出電壓進行回授控制。本實施例的二次側同步整流控制電路120則是通過偵測二次側同步整流晶體管Q2的汲源極電壓Vds2變化，并以汲源極電壓Vds2的變化作為汲源極電壓信號，借以控制其導通周期。如圖3所示，此二次側同步整流控制電路120具有一反向放大器(invertedamplifier) 122、一第一比較器123與一驅動單兀124。反向放大器122的輸入端偵測二次側同步整流晶體管Q2的汲源極電壓Vds2，以輸出一反向放大信號Vamp。第一比較器123接收反向放大信號Vamp與一第一參考電壓VrI，以輸出一第一比較信號Vcoml。就本實施例而言，此第一參考電壓Vrl的電位高低正相關于供應此二次側同步整流控制電路120運作所需電能的一電源供應電壓VCC。舉例來說,若是電源供應電壓VCC為一直流電壓,第一參考電壓Vrl的準位會維持在一固定的電壓準位，若是電源供應電壓VCC為一固定周期的方波電壓，例如擷取自變壓器的二次側線圈的電壓信號，第一參考電壓Vrl的準位則會配合此方波電壓的周期變化，在一高準位與一低準位之間切換。驅動單元124接收第一比較信號Vcoml，并依據第一比較信號Vcoml產生一驅動信號Vgs2控制二次側同步整流晶體管Q2的導通狀態(tài)。圖4為本發(fā)明二次側同步整流控制電路220另一實施例的應用電路圖。相較于圖3的實施例，本實施例的二次側同步整流控制電路220增加一保護晶體管Qh，防止同步整流晶體管Q2的汲極電壓突然升高，而損害反向放大器122及其后續(xù)連接的電路。此保護晶體管Qh的一端耦接在同步整流晶體管Q2的汲極，另一端耦接在反向放大器122的輸入端，并且，保護晶體管Qh的閘極接收電源供應電壓VCC。若是同步整流晶體管Q2的汲極電壓超過電源供應電壓VCC，保護晶體管Qh隨即關斷，以防止高壓損害反向放大器122及其后續(xù)連接的控制電路。也就是說，本實施例的二次側同步整流控制電路220僅需使用耐高壓的保護晶體管Qh，其他部分的電路則可使用成本較為低廉的低壓元件，因而有助于降低成本。圖5為本發(fā)明驅動單元一實施例的應用電路圖。圖5A為對應于采用此驅動單元的二次側同步整流控制電路的作動波形圖。如圖5所示，此驅動單元300由一控制信號產生電路320與一驅動級340所構成。控制信號產生電路320接收反向放大信號Vamp與第一比較信號Vcoml,以產生一控制信號Vc。此控制信號Vc通過一反向器輸入驅動級340,以產生驅動信號Vgs2。所述的控制信號產生電路320具有一第一開關SWl與一第二開關SW2。第二開關SW2耦接于電源供應端與反向放大器122的輸出端之間，第一開關SWl耦接于電源供應端與接地端之間，此二個開關SW1，SW2的汲極相接，并于此二個開關SW1，SW2的汲極接點處擷取控制信號Vc。此外，第一開關SWl與第二開關SW2的閘極都耦接到第一比較器123的輸出端，以接收第一比較器123所輸出的第一比較信號Vcoml。換句話說,第一開關SWl與第二開關SW2的導通周期，由第一比較信號Vcoml同步控制。在本實施例中，電源供應端所提供的電源供應電壓VCC為一方波電壓。就一較佳實施例而言，此電源供應電壓可直接擷取自變壓器的二次側線圈。如圖5A所示，在一次側導通周期中，同步整流晶體管Q2的汲源極電壓Vds2處于高電位，反向放大器122輸出低電位的反向放大信號Vamp。此時,反向放大信號Vamp的電位低于第一參考電壓Vrl,第一比較器123輸出高電位的第一比較信號Vcoml。
隨后，在進入二次側導通周期之初，同步整流晶體管Q2開始導通，變壓器的二次側線圈開始放電。此時，同步整流晶體管的汲源極電壓Vds2反轉為負，此電壓隨著時間經過逐漸趨近于零。同時，二次側電流Id2亦隨著時間經過逐漸降低。所述的負電位的汲源極電壓Vds2經反向放大器124反向放大后，產生正電位的反向放大信號Vamp。此反向放大信號Vamp的變化趨勢與同步整流晶體管的汲源極電壓Vds2相反。此時，反向放大信號Vamp的電位高于第一參考電壓Vrl,第一比較器123輸出低電位的第一比較信號Vcoml，第一開關SWl與第二開關SW2系被關斷，致使控制信號Vc切換至高電位狀態(tài)。此控制信號Vc經反向器轉換為低電位信號輸入至驅動級340，以產生高電位的驅動信號Vgs2導通二次側同步整流晶體管Q2。隨后，當反向放大信號Vamp的電位下降至低于第一參考電壓Vrl時，第一比較器123隨即輸出高電位的第一比較信號Vcoml，導通第一開關SWl與第二開關SW2，使控制信號Vc切換至低電位狀態(tài)。此控制信號Vc經反向器轉換為高電位信號輸入至驅動級，以產生低電位的驅動信號Vgs2停止導通二次側同步整流晶體管Q2。圖6為本發(fā)明驅動單元另一實施例的應用電路圖。圖6A為對應于采用此驅動單元的二次側同步整流控制電路的作動波形圖。如圖6所示,此驅動單元400具有一控制信號產生電路420與一驅動級440所構成。其中，控制信號產生電路420接收反向放大信號Vamp與第一比較信號Vcoml,以產生一控制信號Vc。此控制信號Vc通過一反向器輸入驅動級440，以產生驅動信號Vgs2。控制信號產生電路420具有一第二比較器422、一第一 SR正反器424與一尖峰波形消除電路430。其中，第二比較器422接收反向放大信號Vamp與一第二參考電壓Vr2，以輸出一第二比較信號Vcom2。第一 SR正反器424依據第一比較信號Vcoml與第二比較信號Vcom2，以產生控制信號Vc。尖峰波形消除電路430具有一延遲單元436。此延遲單元436依據第一比較信號Vcoml產生一延遲信號Vde，以消除第二比較信號Vcom2上在同步整流晶體管Q2關斷瞬間所產生的尖峰波形(請同時參照圖6A)。在本實施例中，電源供應端所提供的電源供應電壓VCC為一直流電壓，而非如圖5的實施例的方波電壓。在一次側導通周期中，同步整流晶體管Q2的汲源極電壓Vds2處于高電位，反向放大器122輸出低電位的反向放大信號Vamp。此時,反向放大信號Vamp的電位低于第一參考電壓Vrl,第一比較器123輸出高電位的第一比較信號Vcoml。隨后，在進入二次側導通周期之初，變壓器的二次側線圈開始放電。此時，同步整流晶體管Q2的汲源極電壓Vds2反轉為負，此電壓隨著時間經過逐漸趨近于零。同時，二次側電流Id2亦隨著時間經過逐漸降低。在同步整流晶體管關斷Q2時，二次側電流Id2尚未下降至零。此時，二次側電流Id2流經同步整流晶體管Q2的本體二極管(body diode),而導致同步整流晶體管Q2的汲源極電壓Vds2突然增大，而產生一尖峰波形。所述的汲源極電壓Vds2經反向放大器122放大后所產生的反向放大信號Vamp，其變化趨勢與同步整流晶體管的汲源極電壓Vds2相反。也就是說，在二次側導通周期之初，反向放大信號Vamp為高電位并且隨著時間經過逐漸下降，而在同步整流晶體管關斷Q2時，反向放大信號Vamp亦會產生一相對應的尖峰波形。因此，與圖5A的實施例相比較，本實施例的第一比較器123所產生的第一比較信號Vcoml在對應于同步整流晶體管Q2關斷但二次側電流尚未歸零的時間內，產生一額外的脈波。此脈波的存在會導致同步整流控制產生錯誤。為了解決此問題，本實施例利用尖峰波形消除電路430消除尖峰波形對于控制信號Vc的影響。如圖6所示，此尖峰波形消除電路430具有一第一與門432、一第二 SR正反器434、一延遲單元436與一第二與門438。其中，第一與門432接收第二比較信號Vcom2與延遲單兀436輸出的延遲信號Vde,以產生一第一輸出信號Vol。第二 SR正反器434接收第一比較信號Vcoml與第一輸出信號Vol，以產生互補的第二輸出信號Vo2與第三輸出信號Vo3。延遲單元436接收第二輸出信號Vo2，以產生延遲信號Vde。第二與門438接收第二比較信號Vcom2與第三輸出信號Vo3，以產生一第四輸出信號Vo4。所述的第一 SR正反器424接收第一比較信號Vcoml與第四輸出信號Vo4，以產生控制信號Vc。此控制信號Vc再通過一反向器輸入驅動級440，以產生驅動信號Vgs2控制同步整流晶體管Q2的導通與關斷。請同時參照圖6A，在一次側導通周期中，同步整流晶體管Q2的汲源極電壓Vds2處于高電位，反向放大器122輸出低電位的反向放大信號Vamp。此時,反向放大信號Vamp的電位低于第一參考電壓Vrl,第一比較器123輸出高電位的第一比較信號Vcoml。此外，反向放大信號Vamp的電位亦低于第二參考電壓Vr2,第二比較器422輸出低電位的第二比較信號Vcom2。在第一比較信號Vcoml為高電位，第二比較信號Vcom2為低電位時，第一 SR正反器424輸出低電位的控制信號Vc。此控制信號Vc經反向器輸入驅動級440，產生低電位的驅動信號Vgs2。在進入二次側導通周期之初，變壓器的二次側線圈開始放電。在時點tl時，同步整流晶體管Q2的汲源極電壓Vds2反轉為負。反向放大信號Vamp的電位高于第一參考電壓Vrl，第一比較器123輸出低電位的第一比較信號Vcoml。反向放大信號Vamp的電位亦高于第二參考電壓Vr2，第二比較器422輸出高電位的第二比較信號Vcom2。第一與門432輸出高準位的第一輸出信號Vol至第二 SR正反器434的重置端R，使第二 SR正反器434的負輸出端QB輸出高準位的第三輸出信號Vo3至第二與門438。第二與門438接收高準位的第三輸出信號Vo3與高準位的第二比較信號Vcom2，輸出高準位的第四輸出信號Vo4至第一SR正反器424的設定端S，使第一 SR正反器424的正輸出端Q輸出高準位的控制信號Vc。反向放大信號Vamp的電位隨著時間經過逐漸降低，在時點t2時,反向放大信號Vamp的電位低于第二參考電壓Vr2。此時，第二比較信號Vcom2由原本的高準位切換至低準位，不過，第一比較信號Vcoml仍然維持原本的低準位。因此，第二與門438產生的第四輸出信號Vo4系由高準位切換至低準位。第一 SR正反器424所輸出的控制信號Vc的準位并未改變。隨后，在時點t3時,反向放大信號Vamp的電位下降至低于第一參考電壓Vrl。此時，第一比較信號Vcoml由原本的低準位切換至高準位，致使第一 SR正反器424所輸出的控制信號Vc的準位由原本的高準位切換至低準位。同時，高準位的第一比較信號Vcoml輸入第二 SR正反器434的設定端S，致使第二 SR正反器434的正輸出端Q產生高準位的第二輸出信號Vo2。延遲單元436接收此高準位的第二輸出信號Vo2，并延遲此高準位第二輸出信號Vo2 —默認時間，以產生一延遲信號Vde輸出至第一與門432。接下來，在對應于同步整流晶體管Q2關斷但二次側電流尚未歸零的時候,反向放大信號Vamp產生一尖峰波形，其電位突然升高超過第一參考電壓Vrl與第二參考電壓Vr2，此時，第一比較信號Vcoml由原本的高準位切換至低準位，第二比較信號Vcom2由原本的低準位切換至高準位。第一與門432系依據高準位的第二比較信號Vcom2與來自延遲單元436的延遲信號Vde，決定所輸出的第一輸出信號Vol的準位。通過適當設定延遲單元436的延遲時間,可確保在對應于反向放大信號Vamp的尖峰波形的時間內(亦即第二比較信號Vcom2處于高準位的時間內)，延遲信號Vde維持在低準位。因此，第一與門432會持續(xù)輸出低準位的第一輸出信號Vol至第二 SR正反器434的重置端R，避免第二 SR正反器434的負輸出端QB輸出高準位信號，以確保控制信號Vc維持原本的低準位狀態(tài)。本發(fā)明所提供的同步整流控制電路，可以準確偵測同步整流開關的汲源極電位變化，以降低驅動信號關閉時間點的偏差。借此，即可避免驅動信號關閉時間點過早所導致的低效率問題，以及驅動信號關閉時間點太晚所導致的異常突波電壓與功耗損失。但是，以上所述僅為本發(fā)明的較佳實施例，不能以此限定本發(fā)明的保護范圍，即凡依本發(fā)明權利要求及說明書內容所作的簡單的等效變化與修改，皆仍屬本發(fā)明權利要求所涵蓋的范圍內。另外本發(fā)明的任一實施例或權利要求范圍不須達到本發(fā)明所揭示的全部目的或優(yōu)點或特點。此外，摘要部分和標題僅是用來輔助專利文件搜尋，并非用來限制本發(fā)明的權利要求范圍。
權利要求
1.一種二次側同步整流控制電路，其特征在于，包括: 一反向放大器，具有一輸入端接收來自一同步整流晶體管的一汲源極電壓信號，以輸出一反向放大信號； 一第一比較器，接收該反向放大信號與一第一參考電壓，以輸出一第一比較信號；以及一驅動單元，接收該第一比較信號，并依據該第一比較信號產生一驅動信號控制該同步整流晶體管的導通狀態(tài)。
2.如權利要求1所述的二次側同步整流控制電路，其特征在于，還包括一保護晶體管，該保護晶體管的一端耦接該同步整流晶體管的汲極，另一端耦接該反向放大器的該輸入端，該保護晶體管的一閘極耦接一電源供應端，以接收一電源供應電壓。
3.如權利要求2所述的二次側同步整流控制電路，其特征在于，該驅動單元耦接至該電源供應端以接收一二次側方波電壓，且該第一參考電壓依據該二次側方波電壓于一高準位與一低準位間進行切換。
4.如權利要求2所述的二次側同步整流控制電路，其特征在于，該驅動單元耦接至該電源供應端以接收一直流電壓，且該驅動單元包括: 一第二比較器，接收該反向放大信號與一第二參考電壓，以輸出一第二比較信號；一第一 SR正反器,依據該第一比較信號與該第二比較信號，以產生該驅動信號；以及一尖峰波形消除電路，具有一延遲單元，該延遲單元依據該第一比較信號產生一延遲信號，以消除該第二比較信號上因該同步整流晶體管關斷瞬間所產生的尖峰波形。
5.如權利要求4所述的二次側同步整流控制電路，其特征在于，該尖峰波形消除電路包括: 一第一與門，接收 該第二比較信號與該延遲信號，以產生一第一輸出信號； 一第二 SR正反器，接收該第一比較信號與該第一輸出信號，以產生互補的一第二輸出信號與一第三輸出信號； 該延遲單元，接收該第二輸出信號，以產生該延遲信號；以及 一第二與門，接收該第二比較信號與該第三輸出信號，以產生一第四輸出信號，該第一SR正反器接收該第一比較信號與該第四輸出信號，以產生該驅動信號。
6.如權利要求2所述的二次側同步整流控制電路，其特征在于，該驅動單元耦接至該電源供應端以接收一二次側方波電壓，且包括一第一開關，該第一開關耦接至該電源供應端，以將該第一比較信號轉換為與該第一比較信號時序相同或互補的該驅動信號。
7.一種交換式轉換器，其特征在于，包括: 一變壓器，具有一一次側線圈與一二次側線圈； 一一次側開關，耦接至該一次側線圈； 一脈寬調制控制器，用以控制該一次側開關的導通周期； 一同步整流晶體管，耦接至該二次側線圈；以及 一二次側同步整流控制電路，包括: 一反向放大器，具有一輸入端接收來自該同步整流晶體管的一汲源極電壓信號，以輸出一反向放大信號； 一第一比較器，接收該反向放大信號與一第一參考電壓，以輸出一第一比較信號；以及 一驅動單元，接收該第一比較信號，并依據該第一比較信號產生一驅動信號控制該同步整流晶體管的導通狀態(tài)。
8.如權利要求7所述的交換式轉換器，其特征在于還包括一高壓保護晶體管，該高壓保護晶體管的一汲極連接該同步整流晶體管的汲極，該高壓保護晶體管的一源極耦接該反向放大器的該輸入端，該高壓保護晶體管的一閘極耦接至一電源供應端，以接收一電源供應電壓。
9.如權利要求8所述的交換式轉換器，其特征在于，該電源供應端為該變壓器的該二次側線圈的一端。
10.如權利要求8所述的交換式轉換器，其特征在于，該驅動單元耦接至該電源供應端以接收一直流電壓。
11.如權利要求8所述的交換式轉換器，其特征在于，該驅動單元耦接至該電源供應端以接收一二次側方波電壓，且包括一第一開關，該第一開關耦接至該電源供應端，以將該第一比較信號轉換為與該第一比較信號時序相同或互補的該驅動信號。
12.如權利要求10所述的交換式轉換器，其特征在于，該驅動單元包括: 一第二比較器，接收該反向放大信號與一第二參考電壓，以輸出一第二比較信號； 一第一 SR正反器,依據該第一比較信號與該第二比較信號，以產生該驅動信號；以及 一尖峰波形消除電路，具有一延遲單元，該延遲單元依據該第一比較信號產生一延遲信號，以消除該第二比較信號上因該二次側同步整流晶體管關斷瞬間所產生的尖峰波形。
13.如權利要求12所述的交換式轉換器，其特征在于，該尖峰波形消除電路包括: 一第一與門，接收該第二比較 信號與該延遲信號，以產生一第一輸出信號； 一第二 SR正反器，接收該第一比較信號與該第一輸出信號，以產生互補的一第二輸出信號與一第三輸出信號； 該延遲單元，接收該第二輸出信號，以產生該延遲信號；以及 一第二與門，接收該第二比較信號與該第三輸出信號，以產生一第四輸出信號，該第一SR正反器接收該第一比較信號與該第四輸出信號，以產生該驅動信號。
全文摘要
一種二次側同步整流控制電路，包括一反向放大器、一第一比較器與一驅動單元；其中，反向放大器具有一輸入端，接收來自一同步整流晶體管的一汲源極電壓信號，以輸出一反向放大信號；第一比較器，接收反向放大信號與一第一參考電壓，以輸出一第一比較信號；驅動單元，接收第一比較信號，并依據第一比較信號產生一驅動信號控制同步整流晶體管的導通狀態(tài)。本發(fā)明還提供一種包括上述二次側同步整流控制電路交換式轉換器。本發(fā)明將同步整流晶體管的汲源極電壓經一反相放大器反相放大后，再連接一比較器產生驅動信號，可降低驅動信號關閉時間點的偏差，改善偏差過大所造成的缺陷。
文檔編號H02M1/08GK103219873SQ20121001717
公開日2013年7月24日 申請日期2012年1月19日 優(yōu)先權日2012年1月19日
發(fā)明者徐達經 申請人:尼克森微電子股份有限公司