一種高變比的模塊化多電平dc-dc變換器及其控制方法
【專利摘要】本發(fā)明公開了一種高變比的模塊化多電平DC?DC變換器及其控制方法，與傳統(tǒng)的兩電平電路比較，采用模塊化結(jié)構(gòu)實(shí)現(xiàn)了DC?DC變換，可提高電能的轉(zhuǎn)換效率并應(yīng)用于中高壓配電線路中。盡管多電平逆變器需要復(fù)雜的平衡控制，但它能輸出多電平電壓改善波形質(zhì)量。本發(fā)明中提出了一種新的電路的拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)和控制方法，在原有傳統(tǒng)DC?DC改變占空比調(diào)壓方式下，提出通過改變子模塊的數(shù)目來進(jìn)行調(diào)壓，從而達(dá)到滿足負(fù)荷要求的電壓值，實(shí)現(xiàn)了高變比的DC?DC變換器。通過電容與輸出電感回路形成諧振，將能量從低壓側(cè)傳送至高壓側(cè)給負(fù)載供電，模塊化多電平DC?DC結(jié)構(gòu)可以在新能源發(fā)電中推廣應(yīng)用。
【專利說明】
一種高變比的模塊化多電平DC-DC變換器及其控制方法
技術(shù)領(lǐng)域
[0001 ]本發(fā)明涉及MMC式高壓電力電子變換領(lǐng)域，特別是一種高變比的模塊化多電平DC-DC變換器及其控制方法。
【背景技術(shù)】
[0002] 發(fā)展高壓直流電網(wǎng)是解決電能大容量遠(yuǎn)距離傳輸及新能源匯集的有效手段，高壓 大容量DC-DC變換器是實(shí)現(xiàn)不同電壓等級的直流電網(wǎng)線路之間互聯(lián)的關(guān)鍵設(shè)備，也是制約 直流電網(wǎng)廣泛應(yīng)用的主要技術(shù)因素之一。對高壓DC-DC變換器的研制不僅有利于電力系統(tǒng) 直流電網(wǎng)的互聯(lián)，還有利于提高電網(wǎng)的穩(wěn)定性，這對我國國民經(jīng)濟(jì)的發(fā)展具有重大意義。
[0003] 目前研究的工作主要集中于DC-DC變換器在中低壓小功率應(yīng)用場合，中低壓小功 率的技術(shù)研究得到了快速發(fā)展，然而其在高壓大容量場合的應(yīng)用研究較少。與傳統(tǒng)的兩電 平變換器相比，模塊化多電平DC-DC能在很大程度上減小輸出電壓的諧波成分。對于二極管 鉗位的逆變器需要大量的二極管，該逆變電路還存在電容電壓不平衡的問題，使得系統(tǒng)在 實(shí)際投入運(yùn)行時(shí)會受到一定的限制。而對于傳統(tǒng)的飛跨電容器構(gòu)成的逆變器，需要大量的 電容器串聯(lián)連接。其他的電路圖撲結(jié)構(gòu)如輸入并聯(lián)一輸出串聯(lián)逆變器，該電路利用諧振子 模塊來提高電能變換的效率并且實(shí)現(xiàn)大功率變換，但是此電路的最大缺陷是需要大量的隔 離變壓器，這樣使得兩繞組之間的電勢差很大，出于對電路成本及結(jié)構(gòu)的考慮，大功率變換 問題并沒有得到很好的解決。針對上述DC-DC變換器存在的一些不足之處，本發(fā)明提出了一 種中高壓大功率模塊化DC-DC變換器及其移相控制方法。
[0004] 對于目前非隔離型DC-DC變換電路優(yōu)勢很明顯，省去了高頻變壓器，而一般采用的 提高變比的策略主要是采用移相以及改變高頻變壓器的分接頭來調(diào)整輸出電壓;而本發(fā)明 通過提高模塊數(shù)來提高變比，采用整體電壓平衡控制與單個(gè)子模塊電壓平衡控制相結(jié)合的 控制方法，并通過PWM調(diào)制技術(shù)將信號分配至各個(gè)開關(guān)管;并且在閉環(huán)控制策略下具有良好 的性能。

【發(fā)明內(nèi)容】

[0005] 本發(fā)明所要解決的技術(shù)問題是，針對現(xiàn)有技術(shù)不足，提供一種高變比的模塊化多 電平DC-DC變換器及利用電路的特有的拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)進(jìn)行控制，其電路的特征及步驟如下：
[0006] -種高變比的模塊化多電平DC-DC變換器，其特征在于，包括上橋臂和與所述上橋 臂串聯(lián)的下橋臂;所述上橋臂包括Μ個(gè)串聯(lián)的下橋子模塊;所述下橋臂包括N個(gè)串聯(lián)的上橋 子模塊，且N=k*M，k為整數(shù);所述上橋臂、下橋臂的連接點(diǎn)接輸入濾波電感;所述上橋臂、輸 出濾波電感、直流側(cè)電容、下橋臂連接形成回路。
[0007] 本發(fā)明中，m = 2;N=4。
[0008] 上述高變比的模塊化多電平DC-DC變換器控制方法，包括以下幾個(gè)方面：
[0009] a)輸出電壓控制:米樣橋臂輸出電壓VH，將輸出電壓參考值Vref減去VH，將誤差送入 低通濾波器得到直流成分，之后經(jīng)電壓控制器Hv及限幅后，加上0.5，從而獲得模塊的調(diào)制 信號d*;
[0010] b)上橋臂電容電壓平衡控制:首先通過電壓互感器分別測量出上橋臂各個(gè)子模塊 的電容兩端的電壓VC1、VC3與VC2、VC4,電壓偏差記為Δ Ul = VQ-VC3和Δ U2 = VC2-VC4;通過sign 函數(shù)求取上橋臂電流iN的正負(fù)號，輸出值與誤差A(yù)m相乘，然后通過k比例調(diào)節(jié)輸出占空比 微調(diào)信號A cU，則可以獲得上橋臂模塊1和模塊3占空比信號D+ Δ Cb，D- Δ CU;同理，對電容2、 4兩端的電壓作相應(yīng)的處理，將相應(yīng)的電壓偏差信號經(jīng)過比例控制的輸出疊加到上橋子模 塊的調(diào)制信號中；
[0011] c)下橋臂電容電壓平衡控制:先采樣下橋臂各個(gè)電容電壓值VCj，計(jì)算下橋臂子模 1 N七Μ 塊的參考電壓Σ 表示下橋臂子模塊電壓的平均值;將下橋臂各模塊電壓 信號與平均值相減，將電壓偏差信號送入低通濾波器，再經(jīng)過比例控制kp和限幅調(diào)整之 后，將其與調(diào)制信號cf疊加可得下橋臂子模塊的電壓調(diào)制信號d/;
[0012] d)移相調(diào)制策略:各子模塊的電壓設(shè)為VCj(j = l，2...6)，上橋臂的每個(gè)子模塊的 開關(guān)頻率和占空比均相等，僅在相位上有所不同，上橋子模塊的脈沖調(diào)制信號從模塊1至模 塊4依次滯后90°，PWM信號從模塊1到模塊4分別移相0°，90°，180°，270°，下橋臂兩個(gè)子模塊 開關(guān)狀態(tài)與上橋臂子模塊的開關(guān)狀態(tài)是互補(bǔ)的；下橋臂子模塊5的脈沖信號與子模塊1、3的 脈沖信號互補(bǔ)，下橋臂子模塊6的脈沖信號與子模塊2、4的脈沖信號互補(bǔ);通過這種脈沖分 配方式能有效確保高壓側(cè)直流電壓的脈動在很小的范圍。
[0013] 本發(fā)明通過提高模塊數(shù)來提高變比，采用整體電壓平衡控制與單個(gè)子模塊電壓平 衡控制相結(jié)合的控制方法，并通過PWM調(diào)制技術(shù)將信號分配至各個(gè)開關(guān)管;并且在閉環(huán)控制 策略下具有良好的性能。與傳統(tǒng)的兩電平電路比較，采用模塊化結(jié)構(gòu)實(shí)現(xiàn)了 DC-DC變換，可 提高電能的轉(zhuǎn)換效率并應(yīng)用于中高壓配電線路中，能輸出多電平電壓改善波形質(zhì)量。本發(fā) 明提出了一種新的電路的拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)和控制方法，在原有傳統(tǒng)DC-DC改變占空比調(diào)壓方式下， 提出通過改變子模塊的數(shù)目來進(jìn)行調(diào)壓，從而達(dá)到滿足負(fù)荷要求的電壓值，實(shí)現(xiàn)了高變比 的DC-DC變換器。通過電容與輸出電感回路形成諧振，將能量從低壓側(cè)傳送至高壓側(cè)給負(fù)載 供電，模塊化多電平DC-DC結(jié)構(gòu)可以在新能源發(fā)電中推廣應(yīng)用。
【附圖說明】
[0014] 圖1(a)為本發(fā)明一實(shí)施例高變比的模塊化多電平DC-DC變換器結(jié)構(gòu)圖；圖1(b)為 上橋子模塊結(jié)構(gòu)圖；圖1 (C)為下橋子模塊結(jié)構(gòu)圖；
[0015] 圖2(a)為本發(fā)明一實(shí)施例一種模塊化多電平DC-DC變換器工作模式電路圖（電感 儲存能量模式）；圖2(b)為本發(fā)明一實(shí)施例一種模塊化多電平DC-DC變換器工作模式電路圖 (電感釋放能量模式）；
[0016] 圖3(a)為上橋臂子模塊電容電壓控制框圖；圖3(b)為上橋臂電容2、4電壓平衡控 制圖；圖3(c)為下橋臂直流側(cè)電容電壓控制圖；圖3(d)為輸出電壓反饋控制圖。
【具體實(shí)施方式】
[0017] 圖1(a)為一種高變比的模塊化多電平DC-DC變換器，是由上下兩部分組成，下側(cè)采 用多個(gè)模塊串聯(lián)形式(見附圖1取N=4，M = 2的情形），下橋臂的子模塊數(shù)為M，子模塊5和子 模塊6均由一個(gè)半橋電路組成，如圖1(b);上橋臂的子模塊數(shù)為N，且有N=k*M(k為整數(shù)），上 側(cè)是由子模塊1至模塊4串聯(lián)組成，上側(cè)的子模塊由一個(gè)IGBT反向并聯(lián)一個(gè)二極管再與另一 個(gè)二極管串聯(lián)，兩端再與電容并聯(lián)組成，如圖1(c);低壓輸入側(cè)與高壓輸出側(cè)分別串接濾波 電感L與Ls組成主電路。設(shè)流入低壓側(cè)電感的電流為i L，上橋臂子模塊電流為iN，下橋臂子模 塊電流為iM;穩(wěn)態(tài)時(shí)，各子模塊的直流側(cè)電容C且電壓平均值相同；
[0018] 本發(fā)明電路工作模式及【具體實(shí)施方式】：
[0019] 電感儲存能量模式(模式一），如圖2(a):
[0020] 子模塊5和子模塊6下橋臂開關(guān)管導(dǎo)通，此時(shí)兩個(gè)電容CdPC6均被旁路，低壓側(cè)電源 vdl過電感L及兩開關(guān)管形成回路;從該回路分析可知，低壓側(cè)電源直接加在電感L的兩側(cè)， 電源向電感L充電，電感在此階段儲存的能量與導(dǎo)通時(shí)間密切相關(guān);與此同時(shí)，模塊1至模塊 4的四個(gè)電容串聯(lián)接入回路中，與高壓側(cè)電感Ls串聯(lián)形成諧振，再與高壓側(cè)電容Ch-起形成 諧振回路；由于電容Ch很大，諧振主要由子模塊電容決定，故諧振回路的諧振頻率為：
[0021]
[0022]該模式下，低壓側(cè)電感流入的電流k為下橋臂電流iM與下橋臂電流iN之和，高壓側(cè) 電壓由高壓側(cè)大電容Ch維持；
[0023]電感釋放能量模式(模式二），如圖2(b):
[0024] 在電感釋放能量過程中，電容器C5接入電路中且子模塊1的電容器從電路中旁路， 由于低壓側(cè)電感比較大，因而可將其看成一個(gè)電流源;這種模式下電路的諧振頻率取決于 串入的等效電容器以及串入的電感Ls，當(dāng)上橋臂切除的電容器與下橋臂投入的電容器在數(shù) 值上相等時(shí)，能夠保持諧振頻率維持在fH不變；由于串入的電容器上的電壓VC5大于電壓VL， 故電感電流iL逐漸減?。?br>[0025] 上橋臂旁路電容器的子模塊中電流流經(jīng)二極管，二極管的單相導(dǎo)電性決定了電流 值iN不可能出現(xiàn)負(fù)值，當(dāng)電路的實(shí)際諧振頻率高于所求得的頻率fH時(shí)，高壓側(cè)電流i N減小到 0,即電流出現(xiàn)斷續(xù)，整個(gè)電路工作在電流斷續(xù)模式，此時(shí)，輸出電流iN = 〇,電流k與電流iM 相等；
[0026] 上橋臂電壓與開關(guān)狀態(tài)有關(guān)，其表達(dá)式如下：
[0027] VN = klVcl+k2Vc2+k3Vc3+k4Vc4 ；
[0028] 下橋臂電壓為：
[0029] VM = k5Vc5+k6Vc6; (kj 表示狀態(tài)）； 6
[0030] 任意時(shí)刻kj(j = l，2.…6)必須滿足Σν =4; Μ
[0031 ] 上橋臂模塊電壓VN范圍為3vave~4vave，下橋臂模塊電壓VM范圍為0~Vave; Vave為子 模塊的平均電壓；
[0032]在電路的一個(gè)控制周期內(nèi)，模式一和模式二中，電感在模式一情況下儲能與工作 于模式二下電感釋放能量應(yīng)保持平衡，即電流的增量與減少量在一個(gè)周期內(nèi)相等?？梢缘?到：
[0033]
[0034] 由此可得到；ν0=3,在模式2下，vC5SvC6電容電壓高于低壓側(cè)的電壓 VL，電感釋 放能量，電流減小。
[0035] -個(gè)控制周期內(nèi)，求出上橋臂電壓平均值VNavg:
[0036]
[0037] 求出下橋臂電壓平均值：
[0038]
[0039] 由上述兩式可得高壓側(cè)輸出電壓平均值為：
[0040]
[0041]
[0042] 低壓側(cè)與高壓側(cè)功率守恒，則有下式成立：
[0043] Il*vl = Ih*vh；
[0044] 電容電壓鉗位機(jī)制：當(dāng)電路工作于模式一時(shí)，高壓側(cè)直流電壓由上橋臂電容Cl、 C2、C3、C4共同維持，由于電路在交流成分作用時(shí)處于諧振狀態(tài)，其電壓降很小基本可忽略 不計(jì);故此時(shí)輸出的電壓為VH = Vcl+Vc2+Vc3+Vc4 ;當(dāng)電路工作于模式二時(shí)，輸出電壓由C2、C3、 C4、C5共同支撐，與之前分析類似，VH = Vc2+Vc3+Vc4+Vc5。據(jù)此可得:VC1 = VC3 = VC5，VC2 = VC4 = VC6;上橋臂子模塊電容電壓被鉗位，因而通過平衡下橋臂子模塊的電容電壓能夠使所有模 塊電容電壓在穩(wěn)態(tài)時(shí)保持相等；
[0045] 圖3(a)為上橋臂子模塊電容電壓控制框圖：首先通過電壓互感器分別測量出上橋 臂各個(gè)子模塊的電容兩端的電壓VC1、 VC3與VC2、VC4,再分別計(jì)算出電容1、3電壓的平均值varel 和電容2、4電壓的平均值Vave2。由于實(shí)際中電容及電路參數(shù)的影響，上橋臂電容上的電壓會 出現(xiàn)不平衡，其電壓偏差記為Δ U1 = VC1_VC3和Δ U2 = VC2-VC4,之后進(jìn)行電容電壓比較及電流 iN流向來分配占空比。若vcl>vc3,電容1的電壓高于電容3兩端的電壓且i N>0時(shí)，為維持電 壓平衡，增加上橋臂開關(guān)1的占空比相應(yīng)減小上橋臂開關(guān)3的占空比；若Vcl> Vc3且iN<0時(shí)， 為維持電壓平衡，減小上橋臂開關(guān)1的占空比相應(yīng)增加上橋臂開關(guān)3的占空比；如圖3(a)所 示;同理，上橋臂電容2、4電壓平衡控制如圖3(b)所示。
[0046] 圖3(c)為下橋臂直流側(cè)電容電壓控制圖：先采樣下橋臂各個(gè)電容電壓值VCj，由此 計(jì)算下橋臂子模塊的參考電壓vffcrf，
[0047] 表示下橋臂子模塊電壓的平均值;將下橋臂各模塊電壓檢測信號 Μ Μ,ν+ι ， 與平均值相減，得到電壓偏差信號，將偏差信號送入低通濾波器，再經(jīng)過比例控制和限幅調(diào) 整后，將其與調(diào)制信號(1?加可得下橋臂子模塊的電壓調(diào)制信號d/。
[0048]圖3 (d )為輸出電壓反饋控制:米樣橋臂輸出電壓VH，將輸出電壓參考值Vref減去VH， 由此得到誤差信號，將其通入低通濾波器得到直流成分，經(jīng)電壓控制器HV及限幅控制加上 0.5，從而獲得模塊的調(diào)制信號(f。
[0049]圖3(a)~圖3(c)是將上述上橋臂電壓平衡、下橋臂電壓調(diào)制方法及電壓反饋調(diào)制 策略進(jìn)行整合，從而構(gòu)成了整個(gè)系統(tǒng)的控制方法。在輸出調(diào)制采用的是移相控制策略:相移 控制策略采用一個(gè)很高的占空比且在每一時(shí)刻僅有一個(gè)子模塊的電容器被旁路，因而該電 路的變比取決于上橋子模塊的數(shù)目N;這個(gè)電路的等效開關(guān)頻率比單個(gè)子模塊的開關(guān)頻率 高的多；為了說明升壓電路采用移相調(diào)制的原理和支撐輸出電壓，上橋子模塊的狀態(tài)大部 分時(shí)間維持在開通狀態(tài)，即確保了任意時(shí)刻均有3個(gè)模塊或4個(gè)模塊的電容器投入運(yùn)行，通 常選用較高的占空比（75%以上）。
[0050] 各子模塊的電壓設(shè)為vcj(j = l ,2. . .6)，上橋臂的每個(gè)子模塊的開關(guān)頻率和占空比 均相等，僅在相位上有所不同，上橋子模塊的脈沖調(diào)制信號從模塊1至模塊4依次滯后90°， PWM信號從模塊1到模塊4分別移相0° ,90° ,180° ,270°，下橋臂兩個(gè)子模塊開關(guān)狀態(tài)與上橋 臂子模塊的開關(guān)狀態(tài)是互補(bǔ)的；下橋臂子模塊5的脈沖信號與子模塊1、3的脈沖信號互補(bǔ)， 下橋臂子模塊6的脈沖信號與子模塊2、4的脈沖信號互補(bǔ);通過這種脈沖分配方式能有效確 保高壓側(cè)直流電壓的脈動在很小的范圍；
[0051] 綜述所述，為得到低壓側(cè)到高壓側(cè)電壓的高變比，設(shè)在模式1期間向電感充電的時(shí) 間為IW，!^為等效運(yùn)行周期;達(dá)到穩(wěn)定狀態(tài)時(shí)，在等效一個(gè)控制周期內(nèi)電感電流的增加量與 電感電流減少量相等，則下橋臂子模塊電壓vu = VL/(l-d);在理想條件下，可以得到高壓側(cè) 與低壓側(cè)的電壓變比η為:°
【主權(quán)項(xiàng)】
1. 一種高變比的模塊化多電平DC-DC變換器，其特征在于，包括上橋臂和與所述上橋臂 串聯(lián)的下橋臂;所述上橋臂包括M個(gè)串聯(lián)的下橋子模塊;所述下橋臂包括N個(gè)串聯(lián)的上橋子 模塊，且N=k*M，k為整數(shù);所述上橋臂、下橋臂的連接點(diǎn)接輸入濾波電感;所述上橋臂、輸出 濾波電感、直流側(cè)電容、下橋臂連接形成回路。2. 根據(jù)權(quán)利要求1所述的高變比的模塊化多電平DC-DC變換器，其特征在于，M = 2; N = 4〇3. -種權(quán)利要求2所述的高變比的模塊化多電平DC-DC變換器控制方法，其特征在于， 包括： a) 輸出電壓控制:米樣上下橋臂輸出電壓和VH，將輸出電壓參考值Vref減去VH，將誤差送 入低通濾波器得到直流成分，之后經(jīng)電壓控制器Hv及限幅后，加上0.5,從而獲得下橋臂各 個(gè)子模塊的調(diào)制信號d% b) 上橋臂電容電壓平衡控制：分別測量出上橋臂各個(gè)上橋子模塊的電容兩端的電壓 VC1、VC3與VC2、VC4···，電壓偏差記為Δ Ul = VQ-VC3、Δ U2 = VC2-VC4···;通過sign函數(shù)求取上橋臂 電流iN的正負(fù)號，輸出值與誤差A(yù)m相乘，然后通過k比例調(diào)節(jié)輸出占空比微調(diào)信號Ad 1^iJ 獲得上橋臂第一上橋子模塊和第二上橋子模塊占空比信號D+ Δ Cl1，D- Δ Cl1;同理，對其余上 橋子模塊電容兩端的電壓作相應(yīng)的處理，將相應(yīng)的電壓偏差信號經(jīng)過比例控制的輸出疊加 到上橋子模塊的調(diào)制信號中； C)下橋臂電容電壓平衡控制：先采樣下橋臂各個(gè)下橋子模塊電容電壓值VCp計(jì)算下橋 臂子模塊的參考電壓表示下橋子模塊電壓的平均值;將下橋臂各下橋 子模塊電容電壓值與平均值相減，將電壓偏差信號送入低通濾波器，再經(jīng)過比例控制kP 和限幅調(diào)整之后，將調(diào)整后的結(jié)果與調(diào)制信號Cf疊加，得下橋子模塊的電壓調(diào)制信號d/; d)移相調(diào)制策略:各子模塊的電壓設(shè)為vcj，上橋臂的每個(gè)上橋子模塊的開關(guān)頻率和占 空比均相等，上橋子模塊的脈沖調(diào)制信號第一上橋子模塊至第四上橋子模塊依次滯后90°， PWM信號從第一上橋子模塊至第四上橋子模塊分別移相0°，90°，180°，270°，下橋臂兩個(gè)下 橋子模塊開關(guān)狀態(tài)與上橋臂子模塊的開關(guān)狀態(tài)是互補(bǔ)的;第一下橋子模塊的脈沖信號與第 一、第三上橋子模塊的脈沖信號互補(bǔ)，第二下橋臂子模塊的脈沖信號與第二、第四上橋子模 塊的脈沖信號互補(bǔ);其中，j = l，2. . .6。
【文檔編號】H02M3/155GK105896966SQ201610327483
【公開日】2016年8月24日
【申請日】2016年5月17日
【發(fā)明人】馬伏軍, 丁紅旗, 何志興, 徐千鳴, 閔俊
【申請人】湖南大學(xué)