專利名稱：低失真的數(shù)字式功率放大方法及其系統(tǒng)的制作方法
技術(shù)領(lǐng)域：
本發(fā)明涉及一種數(shù)字式功率放大系統(tǒng)，特別是涉及一種能消除信號(hào)因相位偏移不對(duì)稱所產(chǎn)生的相位雜信及系統(tǒng)內(nèi)部雜信的低失真的數(shù)字式功率放大方法及其系統(tǒng)。
一般數(shù)字式功率放大器中主要是以一功率切換電路放大輸入信號(hào)，而目前的功率切換電路有單邊(Half-bridge)切換電路及雙邊(H-bridge)切換電路兩種，其中的切換是以晶體管作為主要開關(guān)元件。若假設(shè)一般晶體管是一理想元件時(shí)，則輸入該數(shù)字式功率放大器的脈沖寬度調(diào)整(PWM)信號(hào)經(jīng)過其功率切換電路的開關(guān)元件切換后，應(yīng)該會(huì)被不失真地放大，然后再經(jīng)由一個(gè)低通濾波器濾除高頻成分后，應(yīng)可于該數(shù)字式功率放大器的輸出端得到一完整的低頻放大信號(hào)。然而，在該電路中并不可能產(chǎn)生這樣的完整信號(hào)，這是因?yàn)橐话銛?shù)字式功率放大器的供應(yīng)電源會(huì)產(chǎn)生交流聲(ripple)，且做為其開關(guān)元件的晶體管并非理想元件，而且當(dāng)開關(guān)元件交替開、關(guān)切換以進(jìn)行信號(hào)放大時(shí)，其切換時(shí)序并不能完全配合，以及負(fù)載效應(yīng)等種種因素，都會(huì)在數(shù)字式功率放大器中產(chǎn)生雜信，使輸入脈沖寬度調(diào)整信號(hào)經(jīng)過數(shù)字式功率放大器放大后無法得到一個(gè)完整的放大信號(hào)，造成了輸出信號(hào)的嚴(yán)重失真。
因此，為消除上述因素所造成的雜信，以往的一種脈沖邊緣延遲技術(shù)被提出。如

圖1所示，其為國(guó)際公告號(hào)碼WO98/44626，國(guó)際申請(qǐng)?zhí)朠CT/DK/00133號(hào)專利所公開的一種數(shù)字式功率放大器的電路框圖，數(shù)字式功率放大器1主要包括一個(gè)修正單元11、一個(gè)功率切換單元12及一個(gè)誤差處理單元13，其中修正單元11分別與功率切換單元12及誤差處理單元13連接，且修正單元11是供一脈沖調(diào)整信號(hào)14輸入，并根據(jù)誤差處理單元13提供的一個(gè)誤差信號(hào)15，將脈沖調(diào)整信號(hào)14的各脈沖邊緣相對(duì)延遲，以對(duì)應(yīng)調(diào)整每一個(gè)脈沖的寬度后，輸出一個(gè)修正后的脈沖調(diào)整信號(hào)16至功率切換單元12，使經(jīng)由功率切換單元12適當(dāng)放大后，產(chǎn)生一個(gè)輸出信號(hào)17，并由功率切換單元12將輸出信號(hào)17回授至誤差處理單元13中，經(jīng)由與輸入信號(hào)14進(jìn)行比較處理后，產(chǎn)生一個(gè)新的誤差信號(hào)15送至修正單元11中，以調(diào)整下一個(gè)輸入脈沖調(diào)整信號(hào)14的脈沖寬度。
因此，以往的數(shù)字式功率放大器1使用脈沖邊緣延遲方法，根據(jù)回授的誤差信號(hào)15，適當(dāng)調(diào)整輸入脈沖調(diào)整信號(hào)14的各脈沖寬度，即可達(dá)到相對(duì)抑制數(shù)字式功率放大器內(nèi)部雜信的目的，而得到一個(gè)較完整的輸出信號(hào)波形。
然而，上述技術(shù)雖具有消除數(shù)字式功率放大器所造成雜信的功效，但是其在消除該等雜信的過程中，卻也產(chǎn)生了另一相位雜信。
如圖2所示，其表示輸入數(shù)字式功率放大器1的脈沖調(diào)整信號(hào)14的波形與經(jīng)過修正單元11調(diào)整脈沖寬度后輸出的修正信號(hào)16的波形，由圖中可以看到，修正信號(hào)16的每一個(gè)脈沖中心位置與輸入信號(hào)14的每一個(gè)相對(duì)脈沖中心位置之間的距離(相位差Δ1、Δ2及Δ3)各不相同，而此等不相同的相位差將會(huì)在輸出信號(hào)17中造成相位雜信，使得輸出信號(hào)17經(jīng)由頻譜展開后，會(huì)出現(xiàn)不必要的諧波雜信，造成輸出信號(hào)失真。
本發(fā)明的主要目的在于提供一種低失真的數(shù)字式功率放大方法及其系統(tǒng)，以達(dá)到消除相位雜信及系統(tǒng)內(nèi)部雜信等作用。
本發(fā)明的另一目的在于提供一種低失真的數(shù)字式功率放大方法及其系統(tǒng)，使該數(shù)字式功率放大系統(tǒng)可輸出更完整的放大信號(hào)。
為達(dá)到上述目的，本發(fā)明采取如下技術(shù)措施本發(fā)明的低失真的數(shù)字式功率放大方法，包括下列步驟提供一比較信號(hào)，根據(jù)該比較信號(hào)及一由一功率切換級(jí)輸出的回授信號(hào)，產(chǎn)生一控制信號(hào)；根據(jù)該控制信號(hào)，對(duì)應(yīng)調(diào)整輸入的脈沖寬度調(diào)整信號(hào)的每一個(gè)脈沖的寬度及相位，以產(chǎn)生一個(gè)輸入功率切換級(jí)的修正信號(hào)，使修正信號(hào)的每一個(gè)脈沖的中心位置與輸入的脈沖寬度調(diào)整信號(hào)的各相對(duì)脈沖的中心位置之間產(chǎn)生一個(gè)預(yù)期的相位差。
本發(fā)明的一種低失真的數(shù)字式功率放大系統(tǒng)，包括一個(gè)調(diào)整單元、一個(gè)處理單元、一個(gè)功率切換單元及一個(gè)修正單元；調(diào)整單元用于將一個(gè)輸入信號(hào)轉(zhuǎn)換成一個(gè)脈沖寬度調(diào)整信號(hào)，并產(chǎn)生一個(gè)比較信號(hào)；處理單元分別與調(diào)整單元、功率切換單元及修正單元連接，以根據(jù)調(diào)整單元輸出的比較信號(hào)及功率切換單元輸出的回授信號(hào)，產(chǎn)生一個(gè)控制信號(hào)，輸入修正單元；修正單元供調(diào)整單元的脈沖寬度調(diào)整信號(hào)輸入，并根據(jù)處理單元輸入的控制信號(hào)，對(duì)應(yīng)調(diào)整脈沖寬度調(diào)整信號(hào)的每一個(gè)脈沖的寬度及相位，以產(chǎn)生一個(gè)修正信號(hào)，并輸入功率切換單元，使修正信號(hào)的每一個(gè)脈沖的中心位置與脈沖寬度調(diào)整信號(hào)的各相對(duì)脈沖的中心位置之間具有一個(gè)預(yù)期的相位差。
下面通過實(shí)施例及附圖對(duì)本發(fā)明進(jìn)行詳細(xì)說明，附圖中圖1以往一種數(shù)字式功率放大器的電路框圖。
圖2顯示輸入脈沖信號(hào)與經(jīng)由以往數(shù)字式功率放大器以脈沖邊緣延遲技術(shù)調(diào)整后輸出的脈沖信號(hào)的波形比較示意圖。
圖3本發(fā)明低失真的數(shù)字式功率放大方法的簡(jiǎn)要流程示意圖。
圖4本發(fā)明低失真的數(shù)字式功率放大系統(tǒng)的一實(shí)施例的電路框圖。
圖5圖4電路框圖中的調(diào)整單元產(chǎn)生脈沖寬度調(diào)整信號(hào)的過程示意圖。
圖6圖4的電路框圖中處理單元的低通濾波器及取樣保持電路的一等效電路框圖。
圖7圖4的電路框圖中修正單元的內(nèi)部電路示意圖。
圖8圖4的電路框圖中修正單元進(jìn)行脈沖寬度及相位調(diào)整時(shí)的脈沖寬度調(diào)整信號(hào)的波形示意圖。
圖9本發(fā)明中修正單元32調(diào)整脈沖寬度調(diào)整信號(hào)的相位及寬度的動(dòng)作原理示意圖。
圖10圖4的電路框圖中功率切換單元的內(nèi)部電路示意圖。
圖11對(duì)應(yīng)圖4中的電路框圖所得出的一個(gè)等效低頻線性模組的示意圖。
圖12本發(fā)明的一種推導(dǎo)Kc值的例子中的波形示意圖。
圖13本發(fā)明低失真的數(shù)字式功率放大系統(tǒng)的另一實(shí)施例的電路框圖。
圖14對(duì)應(yīng)圖13中的電路框圖所得出的另一等效低頻線性模組的示意圖。
圖15本發(fā)明低失真的數(shù)字式功率放大系統(tǒng)針對(duì)溫度變化補(bǔ)償電路的舉例說明圖示。
圖16本發(fā)明中當(dāng)控制信號(hào)38與脈沖寬度調(diào)整信號(hào)的時(shí)鐘同步時(shí)所產(chǎn)生不理想情況的一個(gè)例子中相應(yīng)的各信號(hào)波形示意圖。
圖17本發(fā)明中當(dāng)控制信號(hào)38的脈沖相對(duì)向右延遲一適當(dāng)距離時(shí)，即可解決圖16中不理想情況的示意圖。
首先，請(qǐng)參閱圖3及圖10，其表示本發(fā)明一實(shí)施例低失真的數(shù)字式功率放大方法的概要流程示意圖及數(shù)字式功率放大器中的一功率切換級(jí)33的內(nèi)部電路示意圖，為消除以往的脈沖邊緣延遲技術(shù)因?yàn)橄辔黄撇灰恢滤斐傻南辔浑s信，本方法是針對(duì)一個(gè)脈沖寬度調(diào)整信號(hào)的每一脈沖進(jìn)行適當(dāng)?shù)南辔患皩挾日{(diào)整，使經(jīng)由數(shù)字式功率放大器的功率切換級(jí)33進(jìn)行放大后，可獲得一個(gè)低失真的輸出信號(hào)；請(qǐng)參閱圖3，該方法包括下列步驟首先，提供一個(gè)比較信號(hào)36，并根據(jù)比較信號(hào)36及一個(gè)由數(shù)字式功率放大器的功率切換級(jí)33輸出的回授信號(hào)37，產(chǎn)生一個(gè)控制信號(hào)38；接著，根據(jù)控制信號(hào)38，對(duì)應(yīng)調(diào)整輸入數(shù)字式功率放大器的脈沖寬度調(diào)整信號(hào)30的每一個(gè)脈沖的寬度及相位，以產(chǎn)生一個(gè)輸入功率切換級(jí)33的修正信號(hào)39，使修正信號(hào)39的每一個(gè)脈沖的中心位置與輸入的脈沖寬度調(diào)整信號(hào)30的各相對(duì)脈沖的中心位置之間具有預(yù)期的相位差。
其中，在本實(shí)施例中，該脈沖寬度調(diào)整信號(hào)30分成左及右(CH_R及CH_L)兩道信號(hào)，且輸入功率切換級(jí)33的修正信號(hào)39分成R_u、R_d、L_u及L_d四道信號(hào)，則由功率切換級(jí)33輸出的回授信號(hào)37，如圖10所示，實(shí)際上是為該修正信號(hào)39(即R_u、R_d、L_u及L_d四道信號(hào))經(jīng)過功率切換級(jí)33放大后的放大信號(hào)51、52、53及54相減，即52與54(或者51與53)相減所得的差值，再除以一個(gè)比例常數(shù)K所得出。而比較信號(hào)36，如圖3所示，則根據(jù)系統(tǒng)設(shè)計(jì)的不同需求，可為該脈沖寬度調(diào)整信號(hào)30的CH_R及CH_L兩道信號(hào)相減后所得的差值信號(hào)，或者修正信號(hào)39的R_u及L_u(或R_d及L_d)相減后所得的差值信號(hào)。則該控制信號(hào)38可由比較信號(hào)36與回授信號(hào)37相減而獲得，但因?yàn)榻?jīng)過功率切換級(jí)33放大后的回授信號(hào)37內(nèi)含有復(fù)雜的雜信，故由比較信號(hào)36與回授信號(hào)37相減所得的差值信號(hào)，實(shí)際上為一個(gè)內(nèi)含許多雜信的寬頻模擬信號(hào)，因此，必須將該差值信號(hào)經(jīng)過一個(gè)處理程序，使經(jīng)由低通濾波及取樣保持步驟后，得到只包含有低頻成分的控制信號(hào)38，且控制信號(hào)38可相對(duì)于輸入的脈沖寬度調(diào)整信號(hào)30的每一個(gè)脈沖，產(chǎn)生一個(gè)相對(duì)位移量Δn(n為脈沖數(shù)1，2，3…)。此外，在本實(shí)施例中，提供有一個(gè)參考信號(hào)，其可產(chǎn)生一個(gè)相對(duì)的參考位移量Δmax，因此，本發(fā)明根據(jù)控制信號(hào)38，將脈沖寬度調(diào)整信號(hào)30的每一個(gè)脈沖相對(duì)位移一個(gè)Δmax-Δn/2距離(n＝脈沖數(shù)1，2，3…)，接著再將每一個(gè)脈沖對(duì)應(yīng)調(diào)整一個(gè)Δn(n＝脈沖數(shù)1，2，3…)寬度，則會(huì)使得因此而產(chǎn)生的修正信號(hào)39的每一個(gè)脈沖的中心位置與輸入的脈沖寬度調(diào)整信號(hào)30的每一個(gè)相對(duì)脈沖的中心位置之間相差一個(gè)預(yù)期的相位差，且該預(yù)期的相位差在不受系統(tǒng)其他雜信干擾及實(shí)現(xiàn)時(shí)的誤差的情況下，相當(dāng)于Δmax，因?yàn)?br> Δmax-Δn/2+Δn/2＝Δmax所以，由上式可以得知，雖然輸入的脈沖寬度調(diào)整信號(hào)30的每一個(gè)脈沖所欲調(diào)整的Δn(n＝1，2，3…)值皆不相同，但其每一個(gè)脈沖經(jīng)過位移Δmax-Δn/2及寬度調(diào)整Δn之后，則會(huì)使產(chǎn)生的修正信號(hào)39相對(duì)于脈沖寬度調(diào)整信號(hào)30的相位差幾乎相同(即相當(dāng)于Δmax)，而使得輸出信號(hào)50的每一個(gè)脈沖相對(duì)于輸入信號(hào)(脈沖寬度調(diào)整信號(hào)30)的每一個(gè)脈沖相差一個(gè)相當(dāng)于Δmax的相位差，且此一Δmax相位差并不影響系統(tǒng)的信號(hào)雜信比，因此，不但于抑制數(shù)字式功率放大器內(nèi)部雜信的同時(shí)，亦一并消除了可能產(chǎn)生的相位雜信，使輸出信號(hào)50的失真降至最低。
此外，在此值得注意的是，本發(fā)明對(duì)于脈沖寬度調(diào)整信號(hào)30的位移及寬度調(diào)整順序是可以對(duì)調(diào)的，亦即，可以先對(duì)脈沖寬度調(diào)整信號(hào)30的每一脈沖先做寬度調(diào)整后，再調(diào)整其位移距離，而其所得到的相位雜信抑制效果和上述先調(diào)整位移，再調(diào)整寬度的方法是相同的。
另外，本實(shí)施例中所提供的參考信號(hào)，是根據(jù)系統(tǒng)所欲調(diào)整脈沖的最大位移距離而設(shè)定，其可能是所調(diào)整的脈沖中的最大位移距離的相對(duì)信號(hào)，或者是一個(gè)可產(chǎn)生大于該最大位移距離的參考距離的參考信號(hào)。
以下將針對(duì)實(shí)現(xiàn)上述方法的一個(gè)低失真數(shù)字式功率放大系統(tǒng)做詳細(xì)描述。
首先，如圖4所示，其為本發(fā)明低失真數(shù)字式功率放大系統(tǒng)的一實(shí)施例的電路框圖，在本實(shí)施例中，是以雙邊結(jié)構(gòu)的低失真數(shù)字式功率放大系統(tǒng)3為例加以說明，系統(tǒng)3主要包括有一個(gè)調(diào)整單元31、一個(gè)修正單元32、一個(gè)功率切換單元33及一個(gè)處理單元34；其中調(diào)整單元31與修正單元32連接，用以將一個(gè)輸入信號(hào)(可能是模擬信號(hào)或數(shù)字信號(hào))轉(zhuǎn)換成一個(gè)脈沖寬度調(diào)整信號(hào)30后，輸入修正單元32中；且在本實(shí)施例中，調(diào)整單元31將脈沖寬度調(diào)整信號(hào)30分成左及右(CH_R及CH_L)兩道信號(hào)輸出，而其調(diào)整方法如圖5所示，是將一個(gè)脈沖編碼調(diào)整信號(hào)300，分成一正(脈沖編碼調(diào)整信號(hào)300)一反(即脈沖編碼調(diào)整信號(hào)300乘以-1)兩道信號(hào)，然后分別與一三角波比較調(diào)整后，即可得出CH_R及CH_L兩不同的脈沖寬度調(diào)整信號(hào)30分別輸入修正單元32中。
處理單元34，分別與上述調(diào)整單元31、功率切換單元33及修正單元連接，其包括有兩個(gè)減法器341、342、一低通濾波器343及一個(gè)取樣保持電路344；其中，減法器341取得調(diào)整單元31輸出的兩道脈沖調(diào)整信號(hào)CH_R及CH_L進(jìn)行相減，得出一個(gè)比較信號(hào)36，第二減法器342供比較信號(hào)36及一個(gè)由功率切換單元33輸出的一個(gè)回授信號(hào)37進(jìn)行相減，以得出一個(gè)誤差信號(hào)35，但因?yàn)榛厥谛盘?hào)37是經(jīng)過功率切換單元33放大后的差值信號(hào)，其內(nèi)含有復(fù)雜的雜信，故由比較信號(hào)36與回授信號(hào)37相減所得的誤差信號(hào)35，實(shí)際上是為一個(gè)內(nèi)含許多雜信的寬頻模擬信號(hào)，因此，需將誤差信號(hào)35送入低通濾波器343濾除高頻信號(hào)后，再經(jīng)過取樣保持電路344產(chǎn)生對(duì)應(yīng)的控制脈沖，即得到一個(gè)具有低頻成分的控制信號(hào)38，并送入上述修正單元32中。
此外，在此值得一提的是，當(dāng)此數(shù)字放大系統(tǒng)是針對(duì)較低頻信號(hào)進(jìn)行放大，而須用到低頻信號(hào)時(shí)，則低通濾波器343必須具有極低的截止頻率，以濾除高頻信號(hào)，只留下較低頻信號(hào)(例如音頻，則需約22kHz左右)，且因?yàn)槿舻屯V波器的頻寬很寬時(shí)，其取樣頻率就必須要很高，否則會(huì)產(chǎn)生混淆(alias)頻率，但是在實(shí)作上，具有較低截止頻率的低通濾波器343的設(shè)計(jì)成本卻又偏高。因此，為降低設(shè)計(jì)低通濾波器的成本，本實(shí)施例中，處理單元34的低通濾波器343及取樣保持電路344可由一個(gè)具有較高截止頻率的低通濾波器343’串連一個(gè)超取樣電路345及一個(gè)分樣器(decimator)346所取代，如圖6所示，而形成一個(gè)具有一個(gè)極低截止頻率的等效低通濾波器電路，其作法是將輸入低通濾波器343’的誤差信號(hào)35濾除一部分高頻成分后，送入超取樣電路345中，以例如，M倍取樣速度對(duì)誤差信號(hào)35進(jìn)行取樣后，再經(jīng)過一個(gè)分樣器346以1/M倍(M＝1，2，3…正整數(shù))對(duì)誤差信號(hào)35進(jìn)行取樣，即可得到具有低頻成分的控制信號(hào)38，同時(shí)，因?yàn)槌与娐?45為一個(gè)離散信號(hào)處理器，其具有補(bǔ)償整體頻率響應(yīng)的效果，亦可用來控制系統(tǒng)所需要的頻譜響應(yīng)。
如圖4所示，修正單元32是根據(jù)處理單元34輸入的控制信號(hào)38，對(duì)應(yīng)調(diào)整輸入的脈沖寬度調(diào)整信號(hào)30的每一個(gè)脈沖的寬度及相位，以產(chǎn)生一個(gè)修正信號(hào)39，以輸入功率切換單元33中。如圖7所示，其為修正單元32的內(nèi)部結(jié)構(gòu)示意圖，修正單元32主要包括兩個(gè)分別供脈沖寬度調(diào)整信號(hào)CH_R及CH_L輸入的相移電路321、兩對(duì)應(yīng)串接于二相移電路321的脈沖寬度調(diào)整電路322及一個(gè)提供參考信號(hào)55的參考信號(hào)產(chǎn)生器324，且其提供的參考信號(hào)可相對(duì)產(chǎn)生一個(gè)參考修正量Δmax。其中，當(dāng)前述控制信號(hào)38輸入時(shí)，因其信號(hào)有正有負(fù)，故會(huì)先經(jīng)過一個(gè)比較電路323將控制信號(hào)38轉(zhuǎn)成正值后，乘以一個(gè)與系統(tǒng)的修正系數(shù)Kc相關(guān)的增益值(例如3000)，再與一個(gè)基本量(2e-9)相乘后產(chǎn)生一個(gè)適當(dāng)放大的調(diào)整信號(hào)38’，且調(diào)整信號(hào)38’可相對(duì)于輸入的脈沖寬度調(diào)整信號(hào)30(CH-R及CH-L)的每一個(gè)脈沖產(chǎn)生一個(gè)相對(duì)修正量Δn(n＝脈沖數(shù)1，2，3..)。然后，調(diào)整信號(hào)38’分成兩路，一路經(jīng)由一個(gè)乘法器325乘以1/2后，輸入一個(gè)減法器326中與參考信號(hào)55進(jìn)行相減，而得到一個(gè)相移控制信號(hào)，即為參考信號(hào)55-(調(diào)整信號(hào)38’)/2，并借以相對(duì)脈沖調(diào)整信號(hào)30的每一脈沖產(chǎn)生一相對(duì)位移量Δmax-1/2Δn(n＝脈沖數(shù)1，2，3…)，則如圖8所示，會(huì)使輸入修正單元32的脈沖調(diào)整信號(hào)30的每一個(gè)脈沖(n＝1，2，3…)分別對(duì)應(yīng)位移Δmax-1/2Δn(n＝1，2，3…)，而得到如圖8中所示的第二個(gè)波形；同時(shí)，調(diào)整信號(hào)38’由另一路徑輸入脈沖寬度調(diào)整電路322中，使由相移電路321輸出的脈沖寬度調(diào)整信號(hào)30’的每一脈沖(n＝1，2，3…)的寬度被相對(duì)調(diào)整一修正量Δn(n＝1，2，3…)，則得到如圖8中所示的第三個(gè)波形(即修正信號(hào)39)。
為更進(jìn)一步詳細(xì)說明上述相移及寬度調(diào)整的動(dòng)作原理，如圖9所示，假設(shè)，圖中(a)是在周期Ts內(nèi)輸入修正單元32的一個(gè)脈沖寬度調(diào)整信號(hào)，則如圖(b)所示，一個(gè)斜波產(chǎn)生器即會(huì)根據(jù)脈沖寬度調(diào)整信號(hào)的上升緣及下降緣，分別產(chǎn)生角度大小相同的一上升斜波，借此，如圖(b)及圖(c)所示，當(dāng)輸入修正單元32的控制信號(hào)為零時(shí)，則使上升斜波對(duì)應(yīng)產(chǎn)生一Δmax相移量，使該脈沖寬度調(diào)整信號(hào)僅向后移動(dòng)一Δmax的位移量；而如圖(b)及圖(d)所示，當(dāng)輸入修正單元32的控制信號(hào)為一正值時(shí)，則使上升斜波對(duì)應(yīng)產(chǎn)生一Δ1相移量，而使該脈沖寬度調(diào)整信號(hào)向后延遲Δmax-Δ1相移量，并同時(shí)使其前后緣向外拉開Δ1的寬度；反之，如圖(b)及圖(e)所示，當(dāng)輸入修正單元32的控制信號(hào)為一負(fù)值時(shí)，則使上升斜波對(duì)應(yīng)產(chǎn)生一Δ2相移量，而使該脈沖寬度調(diào)整信號(hào)向后延遲Δmax-Δ2相移量，并同時(shí)使其前后緣向內(nèi)縮入Δ2的寬度，這樣，即完成了脈沖寬度調(diào)整信號(hào)的位移及寬度調(diào)整。
所以，由圖8中可以看出，輸入的脈沖調(diào)整信號(hào)30經(jīng)過修正單元32的相移電路321及寬度調(diào)整電路322，根據(jù)控制信號(hào)38適當(dāng)調(diào)整其脈沖的相位及寬度后，在不受到系統(tǒng)其他雜信干擾的情況之下，所產(chǎn)生的修正信號(hào)39的每一個(gè)脈沖的中心位置與脈沖寬度調(diào)整信號(hào)30的每一相對(duì)脈沖的中心位置之間具有一個(gè)相當(dāng)于Δmax的預(yù)期相位差，且該預(yù)期相位差(Δmax)在不考慮系統(tǒng)即時(shí)修正的因素時(shí)，并不會(huì)影響系統(tǒng)的信號(hào)雜信比。
功率切換單元33，用于對(duì)修正信號(hào)39進(jìn)行放大，以產(chǎn)生一個(gè)輸出信號(hào)50推動(dòng)負(fù)載331，并產(chǎn)生輸入處理單元34的回授信號(hào)37。
如圖10所示，其為功率切換單元33的內(nèi)部電路示意圖，在本實(shí)施例中，由修正單元32輸出的修正信號(hào)39分成R_u、R_d、L_u及L_d四道信號(hào)分別輸入功率切換單元33，而分別經(jīng)由切換元件332、333、334、335適當(dāng)放大后，分別輸出一個(gè)放大信號(hào)(51、52、53、及54)，并經(jīng)由兩組差動(dòng)電路336、337配合一個(gè)低通濾波器338進(jìn)行差動(dòng)低通濾波后，產(chǎn)生一個(gè)輸出信號(hào)50推動(dòng)一負(fù)載331，而回授信號(hào)37為放大信號(hào)52與54相減后，除以一個(gè)比例常數(shù)K(適當(dāng)降低放大信號(hào)的電壓值)所得到的差值信號(hào)。
故，借由將回授信號(hào)37輸入處理單元34中，使與輸入端的比較信號(hào)36相減并產(chǎn)生一個(gè)控制信號(hào)38，并回授至修正單元32中，調(diào)整輸入的脈沖寬度調(diào)整信號(hào)30的脈沖相位及寬度，使產(chǎn)生的修正信號(hào)39輸入功率切換單元33進(jìn)行信號(hào)放大后，可使輸出信號(hào)50的失真降至最低。因此，經(jīng)由上述脈沖相位及寬度調(diào)整，確實(shí)可消除輸入信號(hào)30因相移所可能產(chǎn)生的相位雜信及系統(tǒng)內(nèi)部所產(chǎn)生的雜信，使數(shù)字式功率放大系統(tǒng)3能輸出高傳真的放大信號(hào)。因此，根據(jù)上述低失真數(shù)字式功率大系統(tǒng)3，可得到如圖11所示的一個(gè)低頻等效線性模組，其中x為輸入系統(tǒng)3的修正單元32中的脈沖寬度調(diào)整信號(hào)的低頻成分信號(hào)；n1為數(shù)字式功率放大系統(tǒng)3的內(nèi)部元件不匹配、非理想、近似假設(shè)及相位不對(duì)稱和非即時(shí)性等因素所產(chǎn)生的雜信；n2為數(shù)字式功率放大系統(tǒng)3的功率切換單元33為非線性、非理想、負(fù)載效應(yīng)以及供應(yīng)電源上的波動(dòng)和非即時(shí)性等因素等所造成的雜信；y為功率切換單元33輸出的放大信號(hào)；且令 x’＝xe-jwΔ/2Kc’＝Kc e-jwΔ/2又Kp x’+{H(w)Kcx’-[yH(w)Kc’]/K}Kp+z＝y(tǒng)其中 z＝n1Kp+n2則由該等效模組可以求得STF＝y(tǒng)/x|w＝0＝[Kp+H(w)KcKp]e(-jWΔ/2)/[1+H(w)Kc’Kp/K]NTF＝y(tǒng)/w|x＝0＝1/[1+H(w)Kc’Kp/K]其中
Δ/2是每一Ts周期內(nèi)修正信號(hào)的中心位置和輸入脈沖寬度調(diào)整信號(hào)的中心位置的時(shí)間差；Kc為系統(tǒng)3借以調(diào)整脈沖寬度調(diào)整信號(hào)的脈沖寬度時(shí)的一重要參考系數(shù)，其為修正信號(hào)39減脈沖寬度調(diào)整信號(hào)30，再除以控制信號(hào)38后所得到的一修正系數(shù)，而Kc值的推導(dǎo)則如圖12所示的例子，其中，假設(shè)圖(A)是經(jīng)過處理單元34以每秒取樣一次后輸出的控制信號(hào)38，且若只考慮其低頻成分(例如音頻約22kHz)，則控制信號(hào)38可等效于圖(B)所繪的波形，并可求得該波形的復(fù)利葉表示式為[a·ejθ1+a·e-jθ1]τ1·[sin(πfτ1)/πfτ1]＝(a+b)τ1·[sin(πfτ1)/πfτ1]………………..(1)而修正信號(hào)39減經(jīng)過Δ/2位移后的脈沖寬度調(diào)整信號(hào)30的結(jié)果，例如圖(C)所示的波形，則可由該波形求得其復(fù)利葉表示式為4C·τ2[sin(πfτ2)/πfτ2]……………………….(2)則由上式(1)(2)可求得Kc＝{4C·τ2[sin(πfτ2)/πfτ2]}/{(a+b)τ1·[sin(πfτ1)/πfτ1]}(因τ2正比于a，且當(dāng)f屬于低頻時(shí)，Kc為一常數(shù)值。)Kp為功率切換單元33的放大增益；及K為功率切換單元33中的一比例(scale)常數(shù)；該STF為信號(hào)轉(zhuǎn)換函數(shù)，STF越高，表示數(shù)字式功率放大系統(tǒng)3輸出的放大信號(hào)則越大；該NTF為雜信轉(zhuǎn)換函數(shù)，NTF越低，則表示數(shù)字式功率放大器抑制雜信能力越佳；該H(w)是處理單元34的總體轉(zhuǎn)換函數(shù)；因此，由上面STF及NTF式子可以得知，當(dāng)K值增加時(shí)，系統(tǒng)的STF跟著增大，但是NTF也會(huì)隨之增加，所以要降低系統(tǒng)的NTF可從增加H(w)Kc’Kp的值或降低n1著手。
如圖13所示，其為本發(fā)明低失真數(shù)字式功率放大系統(tǒng)的另一實(shí)施例，數(shù)字式功率放大系統(tǒng)4包括一個(gè)調(diào)整單元41、一個(gè)修正單元42、一個(gè)功率切換單元43及一個(gè)處理單元44；且該等單元間的連接關(guān)系與內(nèi)部電路構(gòu)造與上述實(shí)施例相同，故于此不再贅述。而本實(shí)施例與上述實(shí)施例不同之處主要在于比較信號(hào)36是由修正單元42所產(chǎn)生，且在本實(shí)施例中，修正單元42輸出的修正信號(hào)39亦分成R_u、R_d、L_u及L_d四道信號(hào)，而比較信號(hào)36由R_u與L_u(或者)R_d與L_d相減所得；因此，由此數(shù)字式功率放大系統(tǒng)4，亦可以得到如圖14所示的另一等效低頻線性模組，其中y＝n2+μKp又μ＝n1+x e-jwΔ/2+[μ-y/K]H(w)Kc e-jwΔ/2且令 x’＝x e-jwΔ/2Kc’＝Kc e-jwΔ/2則可求得該模組的STF＝y(tǒng)/x’|n1及n2＝0＝Kp/[1-H(w)Kc’+Kp H(w)Kc’/K]N2TF＝y(tǒng)/n2|x’及n1＝0＝[1-H(w)Kc’]/[1-H(w)Kc’+KpH(w)Kc’/K]N1TF＝y(tǒng)/n1|x’及n2＝0＝Kp/[1-H(w)Kc’+Kp H(w)Kc’/K]其中，Kc、Kp、K、STF及NTF的定義與上述模組相同，需進(jìn)一步加以說明的是，上述兩種回授模式，其K值的設(shè)定和Kp值有關(guān)，所以大略估算Kp值是需要的，其一般可借由估算供應(yīng)電源的直流電壓值而得出Kp的大略值。
另外，值得注意的一點(diǎn)是，由于修正單元32或42的相移電路321及寬度延遲電路322中，是以控制信號(hào)38控制一個(gè)延遲電路，使產(chǎn)生時(shí)間延遲線(delay line)，再以該延遲線去對(duì)脈沖做相移及寬度調(diào)整；但因該延遲電路一般會(huì)受溫度變化影響，使得其對(duì)應(yīng)控制信號(hào)38所產(chǎn)生的延遲線的延遲時(shí)間會(huì)隨著溫度變化而漂移，使延遲時(shí)間不穩(wěn)定而造成系統(tǒng)輸出失真，并且影響到系統(tǒng)的Kc值。因此，為改善此一問題，可以在修正單元32或42中設(shè)置一個(gè)溫度變化補(bǔ)償電路，使用一個(gè)具極高振蕩頻率的振蕩器對(duì)控制信號(hào)38在不同溫度下所對(duì)應(yīng)產(chǎn)生的延遲(delay)值所產(chǎn)生的脈沖(如圖7中的脈沖寬度調(diào)整電路322的與門輸出)進(jìn)行取樣，以測(cè)得此一脈沖寬度，并經(jīng)數(shù)字/模擬轉(zhuǎn)換后，得到控制信號(hào)38在不同溫度下的延遲線斜率及基本延遲值C(即控制信號(hào)38為0時(shí)的初始延遲值)，例如圖15所示，分別輸入A、B兩控制信號(hào)，則可從延遲線的寬度測(cè)量并經(jīng)數(shù)字/模擬轉(zhuǎn)換后，得到對(duì)應(yīng)的寬度值d1及d2，即可算出其延遲線斜率及C值，然后再以不同溫度下求得的延遲線斜率及基本延遲值C與系統(tǒng)內(nèi)部設(shè)定的一個(gè)參考斜率及C值比較后所得的差值去補(bǔ)償延遲線的變化，即可使延遲線受溫度影響的程度降低。又一般延遲線實(shí)現(xiàn)的方法中，其C值可為零或者不為零，當(dāng)其C值不為零時(shí)，則須做相對(duì)的補(bǔ)償。
再者，在此需提出討論的一點(diǎn)是，請(qǐng)參照?qǐng)D16，當(dāng)控制信號(hào)38與脈沖調(diào)整信號(hào)30的時(shí)脈同步時(shí)，若脈沖寬度調(diào)整信號(hào)的前一脈沖301受控制信號(hào)38的控制脈沖381調(diào)整，使得該位移后的脈沖寬度超出其周期(Ts)范圍而延伸至下一個(gè)脈沖302的周期(Ts)內(nèi)時(shí)，就會(huì)受到下一個(gè)控制脈沖382的調(diào)整，而產(chǎn)生了錯(cuò)誤的修正信號(hào)。因此為解決此一不理想情況，可使脈沖寬度調(diào)整信號(hào)30的時(shí)鐘稍微向右延遲，使控制信號(hào)38的脈沖相對(duì)向右延遲，如圖17所示，則可使受控制信號(hào)38調(diào)整后的修正信號(hào)39的每一個(gè)脈沖皆位于其周期Ts范圍內(nèi)，并增加可修正的范圍，且控制信號(hào)38可向右延遲的最大距離為該脈沖寬度調(diào)整信號(hào)的調(diào)整系數(shù)(modulation index)的二分之一，例如，圖17中的例子，脈沖301的調(diào)整系數(shù)為1/2，表示其脈沖寬度占整個(gè)周期Ts的1/2，則控制信號(hào)38可向右延遲的最大距離即為周期Ts的1/4，亦即圖中的δ值，這樣，則可保證經(jīng)控制信號(hào)38調(diào)整后的修正信號(hào)39的每一個(gè)脈沖皆位于其周期Ts范圍內(nèi)。因此，當(dāng)上述控制信號(hào)38往右延遲δ距離時(shí)，如圖11及圖14中所示的線性模組中的Kc·e-jwΔ/2項(xiàng)，因?yàn)镵c值設(shè)為常數(shù)，因此須對(duì)應(yīng)改成Kc·e-jw[(Δ+δ)/2]，其相當(dāng)于使控制信號(hào)Vc往右位移一δ距離。
而且，在此值得一提的是，本發(fā)明不但可以應(yīng)用在上述實(shí)施例以H-bridge結(jié)構(gòu)的數(shù)字式功率放大系統(tǒng)3及4中，其亦可適用于half-bridge結(jié)構(gòu)的單邊數(shù)字式功率放系統(tǒng)中，而其與H-bridge不同的地方主要在于其調(diào)整單元所調(diào)整輸出的脈沖寬度調(diào)整信號(hào)為單道(即不分成CH_R及CH_L兩道信號(hào))，故其修正單元只需要一個(gè)相移電路及一個(gè)脈沖寬度調(diào)整電路，而修正單元產(chǎn)生的修正信號(hào)則只分成兩道信號(hào)輸入其功率切換單元中，故其功率切換單元的開關(guān)(切換)元件亦只需設(shè)單邊即可。而且前述兩種線性模組亦可適用于此half-bridge結(jié)構(gòu)的數(shù)字式功率放大器，且其Kc值亦可由前述說明同理推得。
與現(xiàn)有技術(shù)相比，本發(fā)明具有如下效果綜上所述，本發(fā)明低失真的數(shù)字式功率放大方法及低失真的數(shù)字式功率放大系統(tǒng)，借由回授至修正單元32的控制信號(hào)38，適當(dāng)調(diào)整輸入的脈沖寬度調(diào)整信號(hào)的各脈沖的相位及寬度，可確實(shí)達(dá)到抑制系統(tǒng)雜信及消除因相位移不平均所產(chǎn)生的相位雜信等作用。
權(quán)利要求
1.一種低失真的數(shù)字式功率放大方法，其特征在于包括下列步驟提供一比較信號(hào)，根據(jù)該比較信號(hào)及一由一功率切換級(jí)輸出的回授信號(hào)，產(chǎn)生一控制信號(hào)；根據(jù)該控制信號(hào)，對(duì)應(yīng)調(diào)整輸入的脈沖寬度調(diào)整信號(hào)的每一個(gè)脈沖的寬度及相位，以產(chǎn)生一個(gè)輸入功率切換級(jí)的修正信號(hào)，使修正信號(hào)的每一個(gè)脈沖的中心位置與輸入的脈沖寬度調(diào)整信號(hào)的各相對(duì)脈沖的中心位置之間產(chǎn)生一個(gè)預(yù)期的相位差。
2.如權(quán)利要求1所述的方法，其特征在于所述方法中提供有一個(gè)參考信號(hào)，可產(chǎn)生一個(gè)參考修正量Δmax，且根據(jù)所述控制信號(hào)，可相對(duì)脈沖寬度調(diào)整信號(hào)的每一個(gè)脈沖產(chǎn)生一個(gè)相對(duì)的修正量Δn，以將脈沖寬度調(diào)整信號(hào)的每一個(gè)脈沖位移Δmax-Δn/2距離，并將每一個(gè)脈沖寬度調(diào)整一個(gè)Δn寬度后，所產(chǎn)生的修正信號(hào)的每一個(gè)脈沖中心位置與脈沖寬度調(diào)整信號(hào)的各相對(duì)脈沖中心位置間具有一個(gè)預(yù)期的相位差，且預(yù)期的相位差相當(dāng)于參考修正量Δmax。
3.如權(quán)利要求1所述的方法，其特征在于所述比較信號(hào)為輸入的所述脈沖寬度調(diào)整信號(hào)。
4.如權(quán)利要求1所述的方法，其特征在于所述比較信號(hào)為所述修正信號(hào)。
5.如權(quán)利要求1所述的方法，其特征在于所述脈沖寬度調(diào)整信號(hào)分成CH-R及CH-L兩個(gè)信號(hào)，所述比較信號(hào)由CH-R信號(hào)及CH-L信號(hào)相減而得。
6.如權(quán)利要求1所述的方法，其特征在于所述修正信號(hào)分成R-u、R-d、L-u、L-d四個(gè)信號(hào)，所述比較信號(hào)為R-u信號(hào)與L-u信號(hào)或R-d信號(hào)與L-d信號(hào)之一相減而得。
7.一種低失真的數(shù)字式功率放大系統(tǒng)，其特征在于包括一個(gè)調(diào)整單元、一個(gè)處理單元、一個(gè)功率切換單元及一個(gè)修正單元；調(diào)整單元用于將一個(gè)輸入信號(hào)轉(zhuǎn)換成一個(gè)脈沖寬度調(diào)整信號(hào)，并產(chǎn)生一個(gè)比較信號(hào)；處理單元分別與調(diào)整單元、功率切換單元及修正單元連接，以根據(jù)調(diào)整單元輸出的比較信號(hào)及功率切換單元輸出的回授信號(hào)，產(chǎn)生一個(gè)控制信號(hào)，輸入修正單元；修正單元供調(diào)整單元的脈沖寬度調(diào)整信號(hào)輸入，并根據(jù)處理單元輸入的控制信號(hào)，對(duì)應(yīng)調(diào)整脈沖寬度調(diào)整信號(hào)的每一個(gè)脈沖的寬度及相位，以產(chǎn)生一個(gè)修正信號(hào)，并輸入功率切換單元，使修正信號(hào)的每一個(gè)脈沖的中心位置與脈沖寬度調(diào)整信號(hào)的各相對(duì)脈沖的中心位置之間具有一個(gè)預(yù)期的相位差。
8.一種低失真的數(shù)字式功率放大系統(tǒng)，其特征在于所述系統(tǒng)包括一個(gè)調(diào)整單元、一個(gè)修正單元、一個(gè)功率切換單元及一個(gè)處理單元，其中調(diào)整單元將一個(gè)輸入信號(hào)轉(zhuǎn)換成一個(gè)脈沖寬度調(diào)整信號(hào)；處理單元分別與修正單元及功率切換單元連接，以根據(jù)修正單元輸出的一個(gè)比較信號(hào)及功率切換單元輸出的回授信號(hào)，產(chǎn)生一個(gè)控制信號(hào)，并輸入修正單元；修正單元分別與調(diào)整單元及功率切換單元連接，以供脈沖寬度調(diào)整信號(hào)輸入，并根據(jù)處理單元輸入的控制信號(hào)，對(duì)應(yīng)調(diào)整脈沖寬度調(diào)整信號(hào)的每一個(gè)脈沖的寬度及相位，以產(chǎn)生一個(gè)輸入功率切換單元的修正信號(hào)，使修正信號(hào)的每一個(gè)脈沖的中心位置與脈沖寬度調(diào)整信號(hào)的各相對(duì)脈沖的中心位置之間具有一個(gè)預(yù)期的相位差。
9.如權(quán)利要求7或8所述低失真的數(shù)字式功率放大系統(tǒng)，其特征在于所述修正單元提供有一個(gè)參考信號(hào)，參考信號(hào)可相對(duì)產(chǎn)生一個(gè)參考修正量Δmax，所述控制信號(hào)可相對(duì)所述脈沖寬度調(diào)整信號(hào)的每一個(gè)脈沖產(chǎn)生一個(gè)相對(duì)的修正量Δn，使所述脈沖寬度調(diào)整信號(hào)的每一個(gè)脈沖位移Δmax-Δn/2距離，將每一個(gè)脈沖寬度調(diào)整一Δn寬度，所產(chǎn)生的修正信號(hào)的每一個(gè)脈沖中心位置與所述脈沖寬度調(diào)整信號(hào)的各相對(duì)脈沖中心位置之間具有一個(gè)預(yù)期的相位差，且該預(yù)期的相位差相當(dāng)于所述參考修正量Δmax。
10.如權(quán)利要求7所述低失真的數(shù)字式功率放大系統(tǒng)，其特征在于所述比較信號(hào)為所述脈沖寬度調(diào)整信號(hào)。
11.如權(quán)利要求7所述低失真的數(shù)字式功率放大系統(tǒng)，其特征在于所述脈沖寬度調(diào)整信號(hào)分成CH-R及CH-L兩個(gè)信號(hào)，且所述處理單元包括一個(gè)第一減法器、一個(gè)第二減法器、一個(gè)低通濾波器及一個(gè)取樣保持電路，所述第一減法器供CH-R及CH-L信號(hào)輸入并進(jìn)行相減處理，以求得所述比較信號(hào)；第二減法器供所述比較信號(hào)及功率切換單元的回授信號(hào)輸入并進(jìn)行相減處理，以獲得一個(gè)誤差信號(hào)，誤差信號(hào)經(jīng)由低通濾波器及取樣保電路進(jìn)行處理后，即求得所述控制信號(hào)。
12.如權(quán)利要求8所述低失真的數(shù)字式功率放大系統(tǒng)，其特征在于所述比較信號(hào)為所述修正信號(hào)。
13.如權(quán)利要求8所述低失真的數(shù)字式功率放大系統(tǒng)，其特征在于所述修正信號(hào)分成R-u、R-d、L-u、L-d四個(gè)信號(hào)，所述處理單元包括一個(gè)第一減法器、一個(gè)第二減法器、一個(gè)低通濾波器及一個(gè)取樣保持電路；第一減法器供R-u信號(hào)與L-u信號(hào)或R-d與L-d信號(hào)之一進(jìn)行相減，以求得所述比較信號(hào)；第二減法器供所述比較信號(hào)及功率切換單元的回授信號(hào)進(jìn)行相減，以得一個(gè)誤差信號(hào)，誤差信號(hào)經(jīng)由所述低通濾波器及取樣保持電路進(jìn)行處理，即求得所述控制信號(hào)。
14.如權(quán)利要求7或8所述低失真的數(shù)字式功率放大系統(tǒng)，其特征在于所述處理單元包括一個(gè)第一減法器、一個(gè)第二減法器、一個(gè)低通濾波器及一個(gè)取樣保持電路，所述控制信號(hào)為所述比較信號(hào)及回授信號(hào)經(jīng)過第二減法器相減后所產(chǎn)生的一個(gè)差值信號(hào)經(jīng)由低通濾波器及取樣保持電路處理后所產(chǎn)生的一個(gè)信號(hào)。
15.如權(quán)利要求14所述低失真的數(shù)字式功率放大系統(tǒng)，其特征在于所述低通濾波器及取樣保持電路由一個(gè)具有較高截止頻率的低通濾波器搭配一個(gè)超取樣電路及一個(gè)分樣器組成。
16.如權(quán)利要求7或8所述低失真的數(shù)字式功率放大系統(tǒng)，其特征在于所述修正單元內(nèi)還設(shè)有一個(gè)溫度補(bǔ)償電路，因應(yīng)不同溫度變化，對(duì)應(yīng)補(bǔ)償修正單元內(nèi)部因溫度變化而產(chǎn)生不穩(wěn)定的時(shí)間延遲。
全文摘要
一種低失真的數(shù)字式功率放大方法及其系統(tǒng),本方法包括下列步驟:根據(jù)一比較信號(hào)及由一功率切換級(jí)輸出的回授信號(hào),產(chǎn)生一控制信號(hào);根據(jù)控制信號(hào)對(duì)應(yīng)脈沖寬度調(diào)整信號(hào)的每一脈沖的寬度及相位,產(chǎn)生一輸入功率切換級(jí)的修正信號(hào),修正信號(hào)與脈沖寬度調(diào)整信號(hào)的各相對(duì)脈沖的中心位置之間產(chǎn)生一預(yù)期相位差。本系統(tǒng)包括一處理單元及分別與其連接的一調(diào)整單元、一功率切換單元及一修正單元;處理單元及修正單元分別用于產(chǎn)生控制信號(hào)及修正信號(hào)。本發(fā)明可降低系統(tǒng)的失真。
文檔編號(hào)H03F3/20GK1377131SQ0111004
公開日2002年10月30日 申請(qǐng)日期2001年3月26日 優(yōu)先權(quán)日2001年3月26日
發(fā)明者鄭銘福 申請(qǐng)人:旭宏通訊股份有限公司