專利名稱：脈寬信號占空比檢測器的制作方法
技術(shù)領域：
本實用新型涉及一種檢測器，特別涉及一種脈寬信號占空比檢測器。

背景技術(shù)：
在已有技術(shù)中，傳統(tǒng)占空比檢測器如圖4所示，其工作過程是當被測脈寬信號Vi為高電平時，N1關(guān)斷，P1導通，電容C1充電，充電回路為電源VDD-PMOS管P1-電阻R1-電容C1；當被測脈寬信號Vi輸入為低電平時，N1導通，P1關(guān)斷，電容C1放電，放電通路為電容C1-電阻R1-NMOS管N1-地。如果被檢脈寬信號Vi的占空比固定，且R1、C1充放電的時間常數(shù)遠大于開關(guān)周期時，電容上的電壓保持不變，則輸出電壓V0能夠表示輸入方波占空比的大小，其計算如下 參見圖4、6，假設被測脈寬信號Vi的周期為T，其高電平持續(xù)時間為Ton，則Vi輸入的占空比D為 ① 當輸出電壓V0穩(wěn)定后，VDD對電容C1的充放電達到平衡，其充電電荷等于放電電荷，即 ② 將①式代入②式，整理得 VO＝DVDD③ ③， 該傳統(tǒng)檢測器存在的主要問題是電路中的電容C1是一個濾波電容，它擔負著消除輸出電壓紋波的任務，因此，它需要較大的電容量，其取值計算如下 參見圖6、7，當輸出電壓V0穩(wěn)定后，其輸出電壓的紋波ΔV0為 ④ 將①、③式代入④式，整理得 ⑤ 當D＝1/2時，輸出電壓的紋波數(shù)值最大，為 ⑥ 以最大紋波計算假設T＝20us，VDD為5V，R1＝100KΩ，C1＝10nF，得到ΔVO＝25mV，該紋波為允許的紋波，紋波越小越好，一般不允許超過50mV。由此看出，在一個允許的紋波下，該電路的電容值是很大的，電容越大，其體積越大，本例中10nF電容的體積已無法集成在該檢測器中，這就大大降低了本檢測器的集成度，檢測器需要額外提供一個管腳，用于外接電容，使檢測器的體積增大，結(jié)構(gòu)松散。
根據(jù)上述計算還可以看出，該檢測器只能在充、放電進入穩(wěn)態(tài)后，才能進行占空比的檢測，如果我們需要對被測脈寬信號進行逐周期的占空比的實時檢測，該檢測器就不能適用了，這是它的另一個缺點。

實用新型內(nèi)容本實用新型的目的是克服已有技術(shù)中的缺點，提供一種脈寬信號占空比檢測器，使其能夠減小電容體積和實現(xiàn)對被測脈寬信號實時檢測。
為實現(xiàn)上述目的，本實用新型的技術(shù)方案如下 本檢測器具有一個可提供兩路充電電流的電流源鏡像電路；還具有一個電容充放電電路，該電容充放電電路由第一電容的充電支路和第二電容充電支路，該兩個充電支路分別接在所述電流源鏡像電路的兩個電流輸出端上，在所述第一電容的充電支路上串接一個的電子開關(guān)K3，用于控制第一電容的充電，該電子開關(guān)的控制端與被檢脈寬信號的輸入端相接，在所述的第一電容和第二電容上分別設有一個旁路放電支路，并在該兩個旁路放電支路上各串接一個電子開關(guān)K1、K2，用于分別控制第一電容和第二電容的放電；本檢測器還具有一個除法器，所述的第一、第二電容的充電正極分別與該除法器的兩個輸入端相接，所述除法器的輸出端為檢測輸出端引出；本檢測器還具有一個脈寬信號的上升沿檢測電路，該上升沿檢測電路的輸入端與被檢脈寬信號的輸入端相接，其輸出端分別與第一電容和第二電容旁路放電支路上的電子開關(guān)K1、K2的控制端相接。
本實用新型進一步改進的技術(shù)方案如下 所述脈寬信號的上升沿檢測電路由推挽式連接的PMOS晶體管和NMOS晶體管、一個電流源、一個電容、一個遲滯比較器、一個反向器和一個與門連接構(gòu)成，所述的PMOS晶體管和NMOS晶體管的控制極作為該上升沿檢測電路的信號輸入端與被測脈寬信號的輸入端相接，所述的電流源串接在NMOS晶體管的源極上，所述的電容并聯(lián)在PMOS晶體管和NMOS晶體管的漏極與參考地之間，所述電容的正極與遲滯比較器的輸入端相連，所述遲滯比較器的輸出端通過非門和與門的一個輸入端相連，所述與門的另一個輸入端與被測脈寬信號的輸入端相接，所述與門的輸出端作為上升沿檢測電路的輸出端分別與充放電電路中電子開關(guān)K1、K2的控制端相接。
通過上述技術(shù)方案可以看出，本實用新型采用鏡像恒流源提供兩路充電電流，分別對兩個電容進行充電，同時用被測脈寬信號對這兩路電容的充電過程進行邏輯控制，最終在兩個電容上得到脈寬信號高電平時段和一個周期時段的充電電壓峰值，然后用除法器將這兩充電電壓峰值相除，即得出被測占空比。由于本實用新型中的電容充、放電是為了分別得到脈寬信號高電平時段和一個周期時段的充電電壓峰值，不擔負濾掉紋波的任務，因此，不需要很大的電容量，其電容量比已有技術(shù)小1000倍，在pf級，使其完全可以滿足電路集成的體積要求。同時，本實用新型只要能夠得到兩路電容的充電電壓峰值，就可以得到檢測結(jié)果，不需要等待電容充、放電過程的穩(wěn)定，因此，它可以實現(xiàn)逐周期占空比的實時檢測。本實用新型打破了傳統(tǒng)占空比檢測器的設計思路，取得了優(yōu)化結(jié)構(gòu)和增加實時檢測功能的良好效果。

圖1、本實用新型電路原理圖。
圖2、上升沿檢測電路的檢測波形圖。
圖3、電容C1、C2的充、放電波形示意圖。
圖4、傳統(tǒng)占空比檢測器的原理圖。
圖5、傳統(tǒng)占空比檢測器的輸入、輸出波圖。
圖6、被測脈寬信號的波形示意圖。
圖7、傳統(tǒng)占空比檢測器輸出電壓的紋波示意圖。
具體實施方式
參見圖1，本檢測器具有一個電流源鏡像電路1，它包括一個由PMOS晶體管MP2和電阻R連接構(gòu)成的一個恒流源和一個由PMOS晶體管MP3、MP4構(gòu)成該恒流源的電流鏡像電路，由所述的恒流源產(chǎn)生一個恒定電流I，由電流鏡像電路產(chǎn)生兩路與I成比例的鏡像恒定電流I1、I2。
本檢測器還具有一個電容充放電電路2，該電容充放電電路由電容C11的充電支路和電容C22充電支路組成，該兩個充電支路分別接在所述電流源鏡像電路的兩個電流輸出端上，在所述電容C11的充電支路上接有一個的電子開關(guān)K3，用于控制電容C11的充電，該電子開關(guān)K3的控制端與被檢脈寬信號PWM的輸入端相接，在所述的電容C11和電容C22上分別設有一個旁路放電支路，并在該兩個旁路放電支路上各接有一個電子開關(guān)K1、K2，分別控制電容C11和電容C22的放電。
本檢測器還具有一個除法器3，所述的電容C11、C22的充電正極分別與該除法器的兩個輸入端相接，所述除法器3的輸出端為檢測輸出端Voo引出。
本檢測器還具有一個上升沿檢測電路4，它包括推挽式連接的PMOS晶體管MP1和NMOS晶體管MN1、電流源Id、電容C33、遲滯比較器X1、反向器X2和與門X3，所述的MP1和MN1的控制極作為該上升沿檢測電路的信號輸入端與被測脈寬信號PWM的輸入端相接，所述的電流源Id串接在NM0S晶體管MN1的源極上，所述的電容C33并聯(lián)在MN1和MP1的漏極與地之間，電容C33的正極與遲滯比較器X1的輸入端相連，遲滯比較器X1的輸出端通過非門X2和與門X3的一個輸入端相連，與門X3另一個輸入端與被測脈寬信號PWM的輸入端相接，與門X3的輸出端作為上升沿檢測電路的輸出端分別與充放電電路2中電子開關(guān)K1、K2的控制端相接。
參見圖1、2，當被測脈寬信號PWM(VPWM)為高電平時，上升沿檢測電路4中的晶體管MN1導通、晶體管MP1截止，電容C33通過MN1、Id對地放電(其波形見VC33)，遲滯比較器X1輸出高電平(即VX1為高)，經(jīng)反向器X2后輸出低電平(即VX2為低)，該低電平與被測脈沖信號PWM的高電平相“與”后，輸出一個上升沿檢測窄脈沖VRESET，該窄脈信號使電子開關(guān)K1、K2瞬間導通，則電容C11、C22通過旁路放電，隨后K1、K2關(guān)閉；在被測脈寬信號PWM的高電平到來的同時，電子開關(guān)K3導通，在電容C11、C22瞬間放電完成后，兩路鏡像恒定電流I1、I2立即開始對電容C11、C22充電，當被測脈沖信號PWM由高電平轉(zhuǎn)為低電平時，K3截止，電容C11停止充電，并保持當前的充電電壓，而電容C22繼續(xù)充電，直到被測脈沖信號PWM的高電平再次到來時為止，C11、C22的充電波形如圖3中的VC11、VC22所示，則電容C11上高電平時段的充電峰值和電容C22上周期時段的充電峰值通過除法器3相除，即得出被測信號的占空比值。
占空比值的具體計算如下 根據(jù)歐母定律，電流源鏡像電路1中PMOS晶體管MP2支路流過的電流Ip2為 式(1)中Vr為電阻R上的電壓降。
根據(jù)電流源鏡像的原理，假設MP2的寬Wp2、長Lp2之比為

MP3的寬Wp3、長Wp3之比為

，MP4的寬Wp4、長Wp4之比為

則PMOS晶體管MP3、MP4支路流過的電流Ip3、Ip4為 當被測脈寬信號PWM的高電平持續(xù)時間為Ton時，電容C11上充電電壓VC11為 當輸入信號PWM的周期為T時，電容C22上充電電壓VC22為 假設除法器3的除系數(shù)為k′，則除法器3的輸出電壓Voo為 將(2)、(3)代入(4)、(5)式后，再代入(6)，整理得 令 D＝Ton/T 則式(7)簡化為 本例的充電電容C11、C22的容量計算如下 設鏡像電流Ip3，Ip4都為2uA，仍以被側(cè)脈寬信號的一個周期T為20us為例，并假設C22的充電峰值為4V，則 C22＝I×T/U＝2u*20u/4＝10pf 從上述計算可以看出，本檢測器最大的充、放電電容C22比上述傳統(tǒng)檢測器的充、放電電容C1要小1000倍。
這是由于兩種檢測思路不一樣，傳統(tǒng)的方法電容是為了濾掉紋波，因此越大越好，而本實用新型的電容是為了得到充電峰值，因此電容不需要那么大。
權(quán)利要求1.一種脈寬信號占空比檢測器，其特征是
A、具有一個可提供兩路充電電流的電流源鏡像電路(1)；
B、具有一個電容充放電電路(2)，該電容充放電電路由第一電容(C11)的充電支路和第二電容(C22)充電支路，該兩個充電支路分別接在所述電流源鏡像電路的兩個電流輸出端上，在所述第一電容的充電支路上串接一個的電子開關(guān)K3，用于控制第一電容的充電，該電子開關(guān)K3的控制端與被檢脈寬信號(PWM)的輸入端相接，在所述的第一電容(C11)和第二電容(C22)上分別設有一個旁路放電支路，并在該兩個旁路放電支路上各串接一個電子開關(guān)K1、K2，用于分別控制第一電容和第二電容的放電；
C、具有一個除法器(3)，所述的第一、第二電容(C11、C22)的充電正極分別與該除法器(3)的兩個輸入端相接，所述除法器的輸出端為檢測輸出端引出；
D、具有一個脈寬信號的上升沿檢測電路(4)，該上升沿檢測電路的輸入端與被檢脈寬信號(PWM)的輸入端相接，其輸出端分別與第一電容和第二電容旁路放電支路上的電子開關(guān)K1、K2的控制端相接。
2.根據(jù)權(quán)利要求1所述的脈寬信號占空比檢測器，其特征是所述脈寬信號的上升沿檢測電路由推挽式連接的PMOS晶體管(MP1)和NMOS晶體管(MN1)、一個電流源(Id)、一個電容(C33)、一個遲滯比較器(X1)、一個反向器(X2)和一個與門(X3)連接構(gòu)成，所述的PMOS晶體管(MP1)和NMOS晶體管(MN1)的控制極作為該上升沿檢測電路的信號輸入端與被測脈寬信號(PWM)的輸入端相接，所述的電流源(Id)串接在NMOS晶體管(MN1)的源極上，所述的電容(C33)并聯(lián)在PMOS晶體管(MP1)和NMOS晶體管(MN1)的漏極與參考地之間，所述電容(C33)的正極與遲滯比較器(X1)的輸入端相連，所述遲滯比較器(X1)的輸出端通過非門(X2)和與門(X3)的一個輸入端相連，所述與門(X3)的另一個輸入端與被測脈寬信號(PWM)的輸入端相接，所述與門(X3)的輸出端作為上升沿檢測電路的輸出端分別與充放電電路(2)中電子開關(guān)K1、K2的控制端相接。
專利摘要本實用新型是一種脈寬信號占空比檢測器。它由電流源鏡像電路1、電容充放電電路2、除法器3、脈寬信號的上升沿檢測電路4連接構(gòu)成。它采用鏡像恒流源分別對兩個電容進行充電，在兩個電容上得到脈寬信號高電平時段和一個周期時段的充電電壓峰值，然后用除法器相除，即得出被測占空比。由于本檢測器中的電容充、放電是為了分別得到脈寬信號高電平時段和一個周期時段的充電電壓峰值，不擔負濾掉紋波的任務，故電容比傳統(tǒng)檢測器小1000倍，同時，本檢測器不需要等待電容充、放電過程的穩(wěn)定，可以實現(xiàn)逐周期占空比的實時檢測。本實用新型打破了傳統(tǒng)占空比檢測器的設計思路，取得了優(yōu)化結(jié)構(gòu)和增加實時檢測功能的良好效果。
文檔編號H03K5/19GK201528321SQ20092003506
公開日2010年7月14日 申請日期2009年10月16日 優(yōu)先權(quán)日2009年10月16日
發(fā)明者方建平, 宋利軍, 郭晉亮 申請人:西安英洛華微電子有限公司