專利名稱：在正交頻分多址無線通信系統(tǒng)中處理數(shù)字信號的裝置和方法
技術領域：
本發(fā)明總的涉及無線通信系統(tǒng)。本發(fā)明具體涉及一種用于在正交頻分多址(OFDMA)無線通信系統(tǒng)中處理數(shù)字信號的裝置和方法。
背景技術：
使用蜂窩通信技術的移動通信系統(tǒng)是典型的無線通信系統(tǒng)。這樣的移動通信系統(tǒng)使用多址方案以便同時與多個用戶通信。多址方案分為時分多址(TDMA)方案、碼分多址(CDMA)方案和頻分多址(FDMA)方案。隨著CDMA技術的快速進步，使用CDMA方案的通信系統(tǒng)已經從主要提供話音服務的早期通信系統(tǒng)發(fā)展到能夠發(fā)送高速分組數(shù)據(jù)的先進通信系統(tǒng)。然而，為了克服在CDMA方案中碼資源的使用限制，提出了正交頻分多址(OFDMA)方案。
正交頻分復用(OFDM)方案是使用多個載波發(fā)送數(shù)據(jù)的方案，并且是一種多載波調制(MCM)方案，其在傳輸之前，將串行輸入的碼元流并行轉換成并行碼元，并且用多個正交子載波，即多個正交子載波信道，調制單獨的并行碼元。
MCM方案在20世紀50年代后期首先應用到軍用高保真(HF)無線電。從20世紀70年代開始開發(fā)了重疊多個正交子載波的OFDM方案，但由于它難以實現(xiàn)多個載波之間的正交調制，因此在應用到實際系統(tǒng)上存在限制。然而，隨著Weinstein等人在1971年公布了可以使用離散傅立葉變換(DFT)高效地處理基于OFDM的調制/解調，觸發(fā)了OFDM方案的快速發(fā)展。作為參考，DFT將時域信號變換成頻域信號，而作為DFT的逆處理的離散傅里葉逆變換(IDFT)將頻域信號變換成時域信號。此外，可能使用保護間隔并將循環(huán)前綴(CP)插入保護間隔中，這減少了由于多徑傳播和延遲擴散引起的系統(tǒng)缺陷。
得益于OFDM技術的發(fā)展，OFDM方案現(xiàn)在被廣泛應用到數(shù)字傳輸技術中，如數(shù)字音頻廣播(DAB)、數(shù)字電視(DTV)、無線局域網(WLAN)和無線異步傳輸模式(WATM)。即，得益于包括快速傅立葉變換(FFT)和快速傅立葉逆變換(IFFT)在內的各種數(shù)字信號處理技術的近期發(fā)展，過去由于其硬件復雜度而未被廣泛應用的OFDM方案現(xiàn)在可以實現(xiàn)了。OFDM方案與傳統(tǒng)的頻分復用方案(FDM)類似，特征在于發(fā)送多個子載波同時保持它們之間的正交性，從而在高速數(shù)據(jù)傳輸期間獲得最優(yōu)傳輸效率。此外，OFDM方案具有較高的頻率效率，并且抗多徑衰落的能力強，因此它可以在高速數(shù)據(jù)傳輸期間獲得最優(yōu)傳輸效率。此外，由于OFDM方案重疊頻譜，因此它具有高的頻率效率，抗頻率選擇性衰落和多徑衰落的能力強，可以使用保護間隔減少碼間干擾(ISI)，可以允許均衡器的簡單硬件設計，并且抗脈沖噪聲的能力強。因此，OFDM方案現(xiàn)在被廣泛應用于通信系統(tǒng)。
在OFDMA通信系統(tǒng)中，終端的發(fā)射機對M-ary碼元執(zhí)行IDFT，將具有適當長度的CP插入經IDFT處理的碼元中，并且將插入了CP的碼元遞送到其射頻(RF)級。通常，發(fā)射機使用IFFT來高效地執(zhí)行IDFT。接收機從接收到的信號中移除CP，并且對移除了CP的信號執(zhí)行FFT來抵消在發(fā)射期間得到的IFFT效果。
在商業(yè)系統(tǒng)中，通常實現(xiàn)定點算法來代替浮點算法，以便減少生產成本。甚至在IFFT或FFT處理中，系統(tǒng)也通常使用定點算法來執(zhí)行IFFT或FFT。定點算法用特定數(shù)據(jù)位數(shù)來表示信號。在使用定點算法執(zhí)行量化的處理中，用若干位表示信號，其中在小數(shù)點之下特定位后面的位值被刪除，這引起量化誤差。
通常，當量化誤差比起系統(tǒng)中允許的加性噪聲來相對較低時，因為整個算法性能受量化噪聲的影響較少，所以根據(jù)系統(tǒng)所要求的信號對量化噪聲比(SQNR)確定數(shù)據(jù)位數(shù)。即，實際實現(xiàn)的硬件考慮系統(tǒng)中要求的SQNR來分配數(shù)據(jù)位數(shù)，從而用定點實現(xiàn)所有數(shù)據(jù)。例如，使用1024個子載波的OFDMA系統(tǒng)對于40dB的SQNR，使用13個數(shù)據(jù)位。
在OFDMA系統(tǒng)中，分配給終端的子載波經歷改變，而由于所分配的子載波的改變，用于維持恒定SQNR所需的數(shù)據(jù)位寬也經歷改變。相應地，日益需要一種在IFFT期間根據(jù)分配給終端的子載波數(shù)量改變數(shù)據(jù)位數(shù)的系統(tǒng)和方法。

發(fā)明內容
因此，本發(fā)明的一個目的是根本上解決上述和其他問題，并且提供一種數(shù)字信號處理裝置和方法，根據(jù)分配給終端的子載波數(shù)量，改變在終端的發(fā)射機處在IFFT期間使用的數(shù)據(jù)位數(shù)。
本發(fā)明的另一目的是提供一種數(shù)字信號處理裝置和方法，在OFDMA無線通信系統(tǒng)中以低功率實現(xiàn)用于發(fā)射機的IFFT。
根據(jù)本發(fā)明的一個方面，提供一種用于在正交頻分多址(OFDMA)無線通信系統(tǒng)中處理數(shù)字信號的裝置。該裝置包括存儲器，存儲分配給移動終端的子載波數(shù)量并且存儲離散傅里葉逆變換(IDFT)系數(shù)；控制器，輸出指示發(fā)射模式或接收模式的模式選擇信號；和快速傅里葉逆變換(IFFT)模塊，將通過根據(jù)子載波數(shù)量確定用于IDFT系數(shù)的位寬而獲得的第一結果、與通過根據(jù)子載波數(shù)量確定用于數(shù)據(jù)的位寬而獲得的第二結果相乘。
根據(jù)本發(fā)明的另一方面，提供一種用于在正交頻分多址(OFDMA)無線通信系統(tǒng)中處理數(shù)字信號的裝置。該裝置包括存儲器，存儲分配給移動終端的子載波數(shù)量并且存儲離散傅里葉逆變換(IDFT)系數(shù)；控制器，輸出指示發(fā)射模式或接收模式的模式選擇信號；和第一位寬調整器，在接收到發(fā)送數(shù)據(jù)后，根據(jù)分配的子載波數(shù)量確定用于數(shù)據(jù)的位寬；第二位寬調整器，根據(jù)分配的子載波數(shù)量確定用于IDFT系數(shù)的位寬；和乘法器，對從第一位寬調整器和第二位寬調整器輸出的數(shù)據(jù)和IDFT系數(shù)執(zhí)行乘法計算。
根據(jù)本發(fā)明的另一方面，提供一種用于在正交頻分多址(OFDMA)無線通信系統(tǒng)中處理數(shù)字信號的方法。該方法包括步驟檢查分配給移動終端的子載波數(shù)量；根據(jù)分配的子載波數(shù)量確定用于離散傅里葉逆變換(IDFT)系數(shù)的位寬；根據(jù)分配的子載波數(shù)量確定用于數(shù)據(jù)的位寬；以及對IDFT系數(shù)和數(shù)據(jù)執(zhí)行乘法計算。


通過下面結合附圖的詳細描述，本發(fā)明的上述和其他目的、特征和優(yōu)點將變得更加清楚，其中圖1是示出應用本發(fā)明實施例的OFDMA系統(tǒng)的發(fā)射機的示例性結構的框圖；圖2示出在一般OFDMA系統(tǒng)中使用M個子載波的終端的發(fā)射機處的在IFFT處理期間位數(shù)M與信號對量化噪聲比(SQNR)之間的示例性關系；
圖3是示出根據(jù)本發(fā)明實施例的、用于根據(jù)子載波數(shù)量執(zhí)行IFFT處理的示例性自適應位寬IFFT模塊的框圖；圖4是示出根據(jù)本發(fā)明實施例的自適應位寬IFFT模塊的示例性內部結構的框圖；圖5示出在根據(jù)本發(fā)明實施例的示例性自適應位寬IFFT模塊中的乘法計算所需的資源的有限使用，乘法計算所需的資源取決于基于子載波數(shù)量所使用的位數(shù)；以及圖6是示出根據(jù)本發(fā)明實施例的自適應位寬IFFT模塊中的示例性自適應位寬IFFT處理的流程圖。
貫穿所有附圖，相同的附圖標記將被理解為指代相同的部分、組件和結構。
具體實施例方式
現(xiàn)在將參照附圖詳細描述本發(fā)明的示例性實施例。在附圖中，相同或類似的元件用相同的附圖標記表示，即使它們是在不同附圖中繪出。在下面的描述中，為了清楚和簡明，省略了對并入這里的公知功能和配置的詳細描述。
本發(fā)明的實施例允許終端的發(fā)射機使用分配給終端的子載波所需的位數(shù)來執(zhí)行IFFT，從而以優(yōu)化的計算執(zhí)行IFFT。
現(xiàn)在將參照圖1對用于執(zhí)行IFFT的終端的示例性發(fā)射機進行描述。
圖1是示出應用本發(fā)明實施例的OFDMA系統(tǒng)的發(fā)射機的結構的框圖。圖1的發(fā)射機包括循環(huán)冗余校驗(CRC)插入器101、編碼器103、碼元映射器105、子信道分配器107、串并(S/P)轉換器109、導頻碼元插入器111、IFFT模塊113、并串(P/S)轉換器115、保護間隔插入器117、數(shù)模(D/A)轉換器119和射頻(RF)處理器121。
參照圖1，要發(fā)送的用戶數(shù)據(jù)位或控制數(shù)據(jù)位(下面稱為“信息數(shù)據(jù)位”)被輸入到CRC插入器101。CRC插入器101將CRC位插入到輸入信息數(shù)據(jù)位中，并且將添加了CRC的信息數(shù)據(jù)位輸出到編碼器103。編碼器103用預定的編碼方案編碼CRC插入器101的輸出信號，并且將經編碼的信號輸出到碼元映射器105。這里，編碼方案可以包括具有預定碼率的turbo編碼方案或卷積編碼方案。
碼元映射器105用預定調制方案將從編碼器103輸出的經編碼的位調制成調制碼元，并且將調制碼元輸出到子信道分配器107。這里，調制方案可以包括本領域技術人員公知的四相移鍵控(QPSK)或16-ary正交幅度調制(16QAM)，但調制方案不限于此。子信道分配器107為從碼元映射器105輸出的調制碼元分配子信道，并且將分配了子信道的調制碼元輸出到S/P轉換器109。
S/P轉換器109將從子信道分配器107輸出的、分配了子信道和子頻帶的串行調制碼元轉換成并行調制碼元，并且將并行調制碼元輸出到導頻碼元插入器111。這里，S/P轉換器109將串行調制碼元轉換成并行調制碼元，以便允許IFFT模塊113執(zhí)行IFFT。導頻碼元插入器111將導頻碼元插入到從S/P轉換器109輸出的并行調制碼元，并且將插入了導頻碼元的調制碼元輸出到IFFT模塊113。
IFFT模塊113對導頻碼元插入器111的輸出信號執(zhí)行N點IFFT，并且將經IFFT處理的信號輸出到P/S轉換器115。這里，根據(jù)在本發(fā)明示例性實施例中提出的自適應位寬IFFT方案執(zhí)行IFFT模塊113的運算，下面將更詳細地提供對其的描述。
P/S轉換器115將IFFT模塊113的輸出信號轉換成串行信號，并且將串行信號輸出到保護間隔插入器117。保護間隔插入器117將預定的保護間隔信號插入到P/S轉換器115的輸出信號中，并且將插入了保護間隔的信號輸出到D/A轉換器119。在OFDMA通信系統(tǒng)中，插入保護間隔信號以便消除在先前OFDM碼元時間發(fā)送的先前OFDM碼元與在當前OFDM碼元時間發(fā)送的當前OFDM碼元之間的干擾。
D/A轉換器119將保護間隔插入器117的輸出信號轉換成模擬信號，并且將模擬信號輸出到RF處理器121。RF處理器121包括濾波器和前端單元，RF處理器121對D/A轉換器119的輸出信號進行RF處理，使其可以通過空中發(fā)射，并且通過發(fā)射天線ANT發(fā)射經RF處理的信號。
如果例如分配給OFDMA系統(tǒng)的終端的子載波數(shù)量為N，則IFFT模塊113的輸入信號s(k)的IDFT信號x[n]由下式(1)給出x[n]=Σk=0N-1s(k)ej2π/Nkn≤Σk=0N-1|s(k)||ej2π/Nkn|]]>=Σk=0N-1s(k)≤Nmax|s(k)|]]>..........(1)這里可以注意到，因為指示和的索引(index)包括0～N-1，所以x[n]是通過將N個s(k)e(...)相加而獲得的，引起信號電平變化的顯著增加。通常，信號電平變化的增加要求數(shù)據(jù)位數(shù)的增加，以便滿足信號對量化噪聲比(SQNR)。
例如，可以用2位表示的數(shù)包括1(01)、-1(11)和0(10或00)，其最大絕對值是1。在3位的情況下，可以用3位表示的數(shù)的范圍增加到-2到2。在這種情況下，由于就信號電平的范圍而言量化誤差與子載波數(shù)量N成正比，因此子載波數(shù)量N的增加要求數(shù)據(jù)位數(shù)的大量增加，以便滿足預定的SQNR。
然而，OFDMA終端被分配例如M個子載波中的一些作為上行鏈路。因此，使用M個子載波的終端的位寬(或數(shù)據(jù)寬度)用下式(2)表示。
|x[n]|≤Mmax[s(k)] ..........(2)當M＜N時，與一般N點IFFT模塊中用于IFFT處理的位數(shù)相比，甚至可以用較少的位數(shù)來滿足系統(tǒng)所要求的SQNR。
現(xiàn)在將參照圖2對在終端的示例性發(fā)射機中的IFFT處理期間根據(jù)分配給終端的子載波數(shù)量M所需要的數(shù)據(jù)位數(shù)進行描述。圖2示出在一般OFDMA系統(tǒng)中使用M個子載波的終端的發(fā)射機處的IFFT處理期間位數(shù)M與SQNR之間的關系。具體地說，圖2是示出仿真結果的圖像。
參照圖2，分配給終端的子載波數(shù)量M包括32、256和1024。假設例如系統(tǒng)所要求的SQNR是40dB，可以注意到，在IFFT處理期間需要的位寬對于M＝32為10位，對于M＝256為12位，而對于M＝1024為13位。因此，注意到與M＝1024相比，M＝32少使用三位來維持相同的SQNR。
通常，在IFFT處理期間的乘法計算與使用的位數(shù)成正比。因此，當基于圖2中的SQNR＝40dB實現(xiàn)終端發(fā)射機的IFFT模塊時，對于M＝32的計算增益可以通過下式(3)求出，并且對于M＝1024的計算增益可以由下式(4)確定。
計算增益＝({使用的位數(shù)}2)＝(102)＝100......(3)計算增益＝({使用的位數(shù)}2)＝(132)＝169......(4)因此，可以注意到對于M＝32的計算增益是對于M＝1024的計算增益的59％。這可以表示為下式(5)。
從式(5)可以理解，就計算而言，M＝32少于M＝1024。因此，注意到較少的子載波數(shù)量需要較少的位數(shù)，有助于計算的減少。因此，本發(fā)明的實施例在終端的發(fā)射機處的IFFT處理期間使用分配給終端的子載波數(shù)量所需的位數(shù)，從而以優(yōu)化的計算使用IFFT模塊。
在TTA WiBro標準中，基本傳輸單位是一個OFDM碼元中子載波數(shù)量的最小值M＝18和子載波數(shù)量的最大值M＝864。就為了獲得相同SQNR而在IFFT模塊中使用的位數(shù)而言，這兩種情況之間的差別是2.5位。例如，如果對于M＝864使用12位，對于M＝18使用9位，獲得相同的量化誤差。此外，與對于M＝864使用12位相比，對于M＝18使用9位在計算上要降低56％。
這樣，本發(fā)明的實施例在終端的發(fā)射機處的IFFT處理期間，通過根據(jù)分配給終端的子載波數(shù)量改變使用的數(shù)據(jù)位數(shù)，利用較少的數(shù)據(jù)位數(shù)來減少計算，從而使得有可能以低功率實現(xiàn)IFFT。
因為在終端的發(fā)射機中分配的子載波數(shù)量M是根據(jù)終端與基站之間的協(xié)議預先確定的信息，所以現(xiàn)在將參照圖3描述使用該信息實現(xiàn)自適應位寬IFFT模塊的方法。
參照圖3，現(xiàn)在將對示例性自適應位寬IFFT模塊300進行描述，它使用根據(jù)在終端的發(fā)射機處分配的子載波數(shù)量M所需的數(shù)據(jù)位數(shù)執(zhí)行IFFT處理。圖3是示出根據(jù)本發(fā)明實施例的、使用取決于子載波數(shù)量的最優(yōu)位寬來執(zhí)行IFFT處理的自適應位寬IFFT模塊的框圖。
自適應位寬IFFT模塊300的輸入包括發(fā)送數(shù)據(jù)、子載波數(shù)量和模式選擇信號。模式選擇信號可以是從控制器310輸出的控制信號，它指示終端的當前模式是發(fā)射模式還是接收模式。如果接收到分配的子載波數(shù)量，則IFFT模塊300使用子載波數(shù)量來確定要用于IFFT的位寬，然后以所確定的位寬執(zhí)行相應計算。自適應位寬IFFT模塊300執(zhí)行IDFT和DFT以便發(fā)送。當輸入模式選擇信號指示接收模式時，它使用最大位寬，因為所有子載波都帶有它自己終端或其他終端的數(shù)據(jù)。然而，當從控制器310接收的模式選擇信號指示發(fā)射模式時，自適應位寬IFFT模塊300基于分配的子載波數(shù)量確定位寬，并且將除了要使用的位之外的所有其余位設置為‘0’。自適應位寬IFFT模塊300如上所述，根據(jù)子載波數(shù)量調整位寬。
現(xiàn)在將參照圖4更詳細地描述圖3中所示的自適應位寬IFFT模塊300的內部結構。圖4是示出根據(jù)本發(fā)明實施例的自適應位寬IFFT模塊300的示例性內部結構的框圖。作為示例，在TTA WiBro中實現(xiàn)圖4的自適應位寬IFFT模塊。自適應位寬IFFT模塊300包括第一帶通濾波器302和第二帶通濾波器310、第一位寬調整器304和第二位寬調整器306以及復數(shù)乘法器308。
為了在IFFT處理期間使用最優(yōu)位寬，自適應位寬IFFT模塊300根據(jù)分配給終端的子載波數(shù)量來控制位寬，即，輸入到復數(shù)乘法器308的位數(shù)。自適應位寬IFFT模塊300被設計成支持最大位寬，并且以能獲得系統(tǒng)所要求的預定SQNR的位寬表示的各{exp}值作為表值存儲在其中。表值被存儲在存儲器或只讀存儲器(ROM)400中。存儲器400基于最大M＝1024，以13位存儲數(shù)據(jù)，并且當由M的改變而向計算器提供13位數(shù)據(jù)時，它減少位數(shù)。例如，對于M＝32，自適應位寬IFFT模塊300在對其執(zhí)行計算之前，將存儲在存儲器400中的13位數(shù)據(jù)右移3位，以除去具有最低優(yōu)先級(或有效性)的3個最低有效位(LSB)，產生10位數(shù)據(jù)。
如果發(fā)送數(shù)據(jù)通過第一帶通濾波器(BF)302輸入到第一位寬調整器304，則第一位寬調整器304根據(jù)分配的子載波數(shù)量調整位寬，并且輸出調整后的位寬。第一位寬調整器304根據(jù)終端的控制器所分配的子載波數(shù)量來確定位寬，并且將用于把位寬調整到所確定的位寬的控制信號輸出到復數(shù)乘法器308，從而調整相應位寬。即，第一位寬調整器304簡單地除去具有低優(yōu)先級的若干位，并且由終端的控制器將要除去的位數(shù)通知給第一位寬調整器304。
例如，如果IDFT系數(shù)被從存儲器400輸入到第二位寬調整器306，第二位寬調整器306根據(jù)所分配的子載波數(shù)量調整位寬，并且輸出調整后的位寬。即，位寬調整器304和306將其輸入減少到基于使用的子載波數(shù)量M獲得的最優(yōu)位寬，并且用0填充高位。
如果從位寬調整器304和306輸出的數(shù)據(jù)和IDFT系數(shù)被輸入到復數(shù)乘法器308，則復數(shù)乘法器308對輸入執(zhí)行乘法計算，并且經由第二帶通濾波器(BF)310輸出乘法結果。
如果子載波數(shù)量從M＝864改變到M＝18，則位寬調整器304和306根據(jù)子載波數(shù)量來調整其位寬，并且將調整后的位寬輸出到復數(shù)乘法器308。因此，自適應位寬IFFT模塊300根據(jù)子載波數(shù)量改變對復數(shù)乘法器308的輸入。描述了復數(shù)乘法器308中的各個乘法器的實現(xiàn)，如果通過基于輸出的MSB位對于未用的較高位部分和較低附加部分使用前饋路徑來限制加法器資源的使用，則可以根據(jù)分配的子載波數(shù)量來優(yōu)化使用的功率量。
可以注意到，在根據(jù)本發(fā)明實施例的自適應位寬IFFT處理期間取決于子載波數(shù)量M的所需加法器資源與位寬的平方成比例減少，如圖5所示。圖5是示出在根據(jù)本發(fā)明實施例的自適應位寬IFFT模塊中乘法計算所需的資源的有限使用的示意性圖，乘法計算所需的資源取決于基于子載波數(shù)量所使用的位數(shù)。
對于M＝864，復數(shù)乘法器308對從第二位寬調整器306接收的位W11、W10、W9、W8、W7、W6、W5、W4、W3、W2、W1、W0以及從第一位寬調整器304接收的數(shù)據(jù)位X11、X10、X9、X8、X7、X6、X5、X4、X3、X2、X1、X0執(zhí)行乘法計算。
然而，對于M＝18，復數(shù)乘法器308對從第二位寬調整器306接收的位0、0、0、W11、W10、W9、W8、W7、W6、W5、W4、W3以及從第一位寬調整器304接收的數(shù)據(jù)位0、0、0、X11、X10、X9、X8、X7、X6、X5、X4、X3執(zhí)行乘法計算。
因此，對于M＝18，復數(shù)乘法器308僅使用陰影部分作為其輸入或輸出。結果，與M＝864相比，M＝18具有較少的計算，有助于在IFFT處理期間功耗的減少。
圖6是示出根據(jù)本發(fā)明實施例的自適應位寬IFFT模塊中的示例性自適應位寬IFFT處理的流程圖。
在步驟601中，自適應位寬IFFT模塊300檢查所分配的子載波數(shù)量。
自適應位寬IFFT模塊300中的第二位寬調整器306在步驟603中根據(jù)子載波數(shù)量調整用于IDFT系數(shù)的位寬，并且第一位寬調整器304在步驟605中根據(jù)子載波數(shù)量調整用于數(shù)據(jù)的位寬。應當注意，步驟603和605的順序可以改變。
在步驟607中，復數(shù)乘法器308對IDFT系數(shù)和數(shù)據(jù)執(zhí)行乘法計算，并且通過第二帶通濾波器310輸出乘法結果。
如從上述描述中可以理解，本發(fā)明的實施例允許OFDMA系統(tǒng)實現(xiàn)根據(jù)分配給終端的子載波數(shù)量的可變位寬IFFT模塊?？勺兾粚扞FFT模塊的實現(xiàn)允許實現(xiàn)在OFDMA發(fā)射機中使用的低功率IFFT模塊。
盡管已經參照本發(fā)明特定示例性實施例示出和描述了本發(fā)明的實施例，但本領域技術人員應當理解可以對其進行形式和細節(jié)的各種改變，而不背離如權利要求書所限定的本發(fā)明的精神和范圍。例如，盡管參照其中終端發(fā)射機中的IFFT模塊在執(zhí)行IFFT處理之前根據(jù)分配的子載波數(shù)量最優(yōu)地調整位寬的實施例描述了本發(fā)明的實施例，但本發(fā)明也可以應用到替代實施例，其中終端接收機中的FFT模塊在執(zhí)行FFT處理之前根據(jù)分配的子載波數(shù)量最優(yōu)地調整位寬。
權利要求
1.一種用于在正交頻分多址(OFDMA)無線通信系統(tǒng)中處理數(shù)字信號的裝置，該裝置包括存儲器，存儲分配給移動終端的子載波數(shù)量并且存儲離散傅里葉逆變換(IDFT)系數(shù)；控制器，輸出指示發(fā)射模式或接收模式的模式選擇信號；和快速傅里葉逆變換(IFFT)模塊，將通過根據(jù)子載波數(shù)量確定用于IDFT系數(shù)的位寬而獲得的第一結果、與通過根據(jù)子載波數(shù)量確定用于數(shù)據(jù)的位寬而獲得的第二結果相乘。
2.如權利要求1所述的裝置，其中，IDFT系數(shù)被定義為x[n]=Σk=0N-1s(k)ej2π/Nkn≤Σk=0N-1|s(k)||ej2π/Nkn|]]>=Σk=0N-1s(k)≤Nmax|s(k)|]]>其中N表示分配給該移動終端的子載波數(shù)量，而s(k)表示IFFT模塊的輸入信號。
3.如權利要求1所述的裝置，其中，IFFT模塊被配置成當從控制器接收的模式選擇信號指示發(fā)射模式時，根據(jù)子載波數(shù)量確定位寬，并且將除了要使用的位之外的所有其余位設置為‘0’。
4.如權利要求1所述的裝置，其中，IFFT模塊被配置成當從控制器接收的模式選擇信號指示接收模式時，以最大位寬對所有子載波執(zhí)行IFFT。
5.如權利要求1所述的裝置，其中，IFFT模塊包括第一位寬調整器，在接收到發(fā)送數(shù)據(jù)后，根據(jù)分配的子載波數(shù)量確定用于數(shù)據(jù)的位寬；第二位寬調整器，根據(jù)分配的子載波數(shù)量確定用于IDFT系數(shù)的位寬；和乘法器，對從第一位寬調整器和第二位寬調整器輸出的數(shù)據(jù)和IDFT系數(shù)執(zhí)行乘法計算。
6.如權利要求5所述的裝置，其中，乘法器包括復數(shù)乘法器。
7.一種用于在正交頻分多址(OFDMA)無線通信系統(tǒng)中處理數(shù)字信號的裝置，該裝置包括存儲器，存儲分配給移動終端的子載波數(shù)量并且存儲離散傅里葉逆變換(IDFT)系數(shù)；控制器，輸出指示發(fā)射模式或接收模式的模式選擇信號；和第一位寬調整器，在接收到發(fā)送數(shù)據(jù)后，根據(jù)分配的子載波數(shù)量確定用于數(shù)據(jù)的位寬；第二位寬調整器，根據(jù)分配的子載波數(shù)量確定用于IDFT系數(shù)的位寬；和乘法器，對從第一位寬調整器和第二位寬調整器輸出的數(shù)據(jù)和IDFT系數(shù)執(zhí)行乘法計算。
8.如權利要求7所述的裝置，其中，IDFT系數(shù)被定義為x[n]=Σk=0N-1s(k)ej2π/Nkn≤Σk=0N-1|s(k)||ej2π/Nkn|]]>=Σk=0N-1s(k)≤Nmax|s(k)|]]>其中N表示分配給該移動終端的子載波數(shù)量，而s(k)表示快速傅里葉逆變換(IFFT)模塊的輸入信號。
9.如權利要求7所述的裝置，其中，第一位寬調整器被配置成當從控制器接收的模式選擇信號指示發(fā)射模式時，根據(jù)子載波數(shù)量確定位寬，并且將除了要使用的位之外的所有其余位設置為‘0’。
10.如權利要求7所述的裝置，其中，第二位寬調整器被配置成當從控制器接收的模式選擇信號指示發(fā)射模式時，根據(jù)子載波數(shù)量確定位寬，并且將除了要使用的位之外的所有其余位設置為‘0’。
11.如權利要求7所述的裝置，其中，第一位寬調整器被配置成當從控制器接收的模式選擇信號指示接收模式時，以最大位寬對所有子載波執(zhí)行IFFT。
12.如權利要求7所述的裝置，其中，第二位寬調整器被配置成當從控制器接收的模式選擇信號指示接收模式時，以最大位寬對所有子載波執(zhí)行IFFT。
13.如權利要求7所述的裝置，其中，乘法器包括復數(shù)乘法器。
14.一種用于在正交頻分多址(OFDMA)無線通信系統(tǒng)中處理數(shù)字信號的方法，該方法包括步驟檢查分配給移動終端的子載波數(shù)量；根據(jù)分配的子載波數(shù)量確定用于離散傅里葉逆變換(IDFT)系數(shù)的位寬；根據(jù)分配的子載波數(shù)量確定用于數(shù)據(jù)的位寬；以及對IDFT系數(shù)和數(shù)據(jù)執(zhí)行乘法計算。
15.如權利要求14所述的方法，其中，IDFT系數(shù)被定義為x[n]=Σk=0N-1s(k)ej2π/Nkn≤Σk=0N-1|s(k)||ej2π/Nkn|]]>=Σk=0N-1s(k)≤Nmax|s(k)|]]>其中N表示分配給該移動終端的子載波數(shù)量，而s(k)表示快速傅里葉逆變換(IFFT)模塊的輸入信號。
16.如權利要求15所述的方法，其中，所述確定用于IDFT系數(shù)的位寬的步驟包括步驟根據(jù)子載波數(shù)量確定位寬，并且將除了要使用的位之外的所有其余位設置為‘0’。
17.如權利要求15所述的方法，其中，所述確定用于數(shù)據(jù)的位寬的步驟包括步驟根據(jù)子載波數(shù)量確定位寬，并且將除了要使用的位之外的所有其余位設置為‘0’。
18.如權利要求15所述的方法，其中，乘法是通過復數(shù)乘法執(zhí)行的。
全文摘要
提供一種用于在正交頻分多址(OFDMA)無線通信系統(tǒng)中處理數(shù)字信號的裝置和方法。在該裝置中，存儲器存儲分配給移動終端的子載波數(shù)量并且存儲離散傅里葉逆變換(IDFT)系數(shù)?？刂破鬏敵鲋甘景l(fā)射模式或接收模式的模式選擇信號?？焖俑道锶~逆變換(IFFT)模塊將通過根據(jù)子載波數(shù)量確定用于IDFT系數(shù)的位寬而獲得的第一結果、與通過根據(jù)子載波數(shù)量確定用于數(shù)據(jù)的位寬而獲得的第二結果相乘。
文檔編號H04L27/26GK101057474SQ200580039102
公開日2007年10月17日 申請日期2005年11月16日 優(yōu)先權日2004年11月16日
發(fā)明者宋成旭, 宋勇澈, 具永謨, 金潣龜 申請人:三星電子株式會社