專利名稱：提取全球定位系統(tǒng)同步時(shí)鐘的時(shí)鐘鎖相方法及時(shí)鐘鎖相環(huán)的制作方法
技術(shù)領(lǐng)域：
本發(fā)明涉及通信領(lǐng)域的時(shí)鐘同步技術(shù)，尤其涉及一種提取全球定位系統(tǒng) 同步時(shí)鐘的時(shí)鐘鎖相方法以及時(shí)鐘鎖相環(huán)。
背景技術(shù)：
時(shí)鐘同步系統(tǒng)用于為數(shù)字通信網(wǎng)提供同步時(shí)鐘，時(shí)鐘同步是數(shù)字通信網(wǎng) 內(nèi)各種設(shè)備之間相互通信的基礎(chǔ)。如果沒有良好的時(shí)鐘同步，數(shù)字信息在傳 遞過程中不可避免的會(huì)出現(xiàn)誤碼、滑碼等現(xiàn)象，從而造成通信質(zhì)量的下降。 例如，語音通話過程中出現(xiàn)咔嗒聲，傳真業(yè)務(wù)的信息不全，數(shù)據(jù)業(yè)務(wù)的丟包 率增加，傳送的圖象模糊等現(xiàn)象。為了確保業(yè)務(wù)質(zhì)量，時(shí)鐘同步系統(tǒng)在通信 網(wǎng)中是必不可少的。
時(shí)鐘鎖相環(huán)技術(shù)是時(shí)鐘同步系統(tǒng)的核心技術(shù)，時(shí)鐘鎖相環(huán)輸出時(shí)鐘的質(zhì) 量直接影響到數(shù)字通信網(wǎng)能否正常工作，因此一個(gè)性能可靠的時(shí)鐘鎖相環(huán)對(duì) 于同步系統(tǒng)來說至關(guān)重要。傳統(tǒng)的時(shí)鐘鎖相環(huán)是通過跟蹤一個(gè)高穩(wěn)定度和高 精度的參考時(shí)鐘源，例如銫鐘或銣鐘，進(jìn)行時(shí)鐘同步。由于使用衛(wèi)星同步系
統(tǒng)，如全球定位系統(tǒng)(GPS， Global Position System)的同步時(shí)鐘，作為參考 時(shí)鐘源具有成本低、精度高等優(yōu)點(diǎn)，因此通過提取GPS的同步時(shí)鐘在通訊領(lǐng) 域逐漸得到廣泛的應(yīng)用。圖1為現(xiàn)有技術(shù)中通過提取GPS同步時(shí)鐘的時(shí)鐘鎖 相環(huán)的原理圖，圖1中的時(shí)鐘鎖相環(huán)是一種相位負(fù)反饋系統(tǒng)，包括GPS模塊 10、鑒相器ll、環(huán)路濾波器12、壓控振蕩器13和分頻器14。其中，GPS模 塊10輸出的是GPS時(shí)鐘，采用該時(shí)鐘作為參考時(shí)鐘fO，壓控振蕩器13輸出 頻率f經(jīng)分頻器14N次分頻后輸出時(shí)鐘fl，鑒相器11對(duì)f0和fl進(jìn)行相位比 較，根據(jù)比較結(jié)果產(chǎn)生一個(gè)電壓值正比于f0和fl相位差的輸出信號(hào)，經(jīng)過環(huán) 路濾波器12濾除高頻分量后，得到一個(gè)控制信號(hào)。該控制信號(hào)控制控制壓控 振蕩器13的振蕩頻率，使得fl的頻率趨近于f0。當(dāng)fl和fD頻率相等時(shí)，它 們之間的相位差值為固定值，從而實(shí)現(xiàn)了鎖相功能，使得fl的頻率跟蹤f0
的頻率。
上述GPS模塊采用的都是各個(gè)GPS模塊生產(chǎn)廠商所提供的集成的電路模 塊，用于接收GPS信號(hào)，并提供同步時(shí)鐘信號(hào)。由于歷史的原因，最初的 GPS模塊只提供秒脈沖的同步時(shí)鐘信號(hào)，因而最初的GPS時(shí)鐘鎖相環(huán)采用的 是也只能是這種秒脈沖信號(hào)。隨著技術(shù)的改進(jìn)，目前GPS模塊除了上述秒脈 沖信號(hào)外，還增加了作為測(cè)試使用的頻率較高的測(cè)試信號(hào)。雖然GPS模塊在 不斷的改進(jìn)，但其設(shè)計(jì)上仍然沿用了最初的設(shè)計(jì)思路，它所提供的秒脈沖信 號(hào)的短期穩(wěn)定性高，信號(hào)質(zhì)量好，具有高精度和高穩(wěn)定性等優(yōu)點(diǎn)，適宜作為 數(shù)字通信網(wǎng)的同步時(shí)鐘源；而上述測(cè)試信號(hào)只是作為輔助測(cè)試的一種時(shí)鐘信 號(hào)，存在著信號(hào)抖動(dòng)大，短期穩(wěn)定性差等缺點(diǎn)，而數(shù)字通信網(wǎng)對(duì)于同步時(shí)鐘 源的穩(wěn)定度和精度有嚴(yán)格的要求，因而在GPS時(shí)鐘鎖相環(huán)領(lǐng)域形成了上述測(cè) 試時(shí)鐘信號(hào)不適合直接作為數(shù)字通信網(wǎng)的同步時(shí)鐘信號(hào)源的一種偏見。進(jìn)一 步地，由于如何消除上述測(cè)試信號(hào)中的抖動(dòng)也存在著技術(shù)上的困難，這也阻 礙了將上述測(cè)試信號(hào)用做同步時(shí)鐘源的嘗試，因而現(xiàn)有技術(shù)中的GPS時(shí)鐘鎖 相環(huán)一直采用秒脈沖信號(hào)作為同步時(shí)鐘源。
目前的時(shí)鐘鎖相環(huán)系統(tǒng)中，所采用的f0是GPS模塊10輸出的秒脈沖信 號(hào)，而實(shí)際壓控振蕩器13輸出的頻率大多在幾十兆赫茲，所以需要經(jīng)過分頻 器14的分頻處理成頻率在lHz左右的fl后才能與fD進(jìn)行鑒相比較。鑒相器 11比較的fl)是秒脈沖信號(hào)，由于秒脈沖信號(hào)周期大，從而導(dǎo)致鎖相時(shí)間長， 鎖相環(huán)需要一個(gè)較長的時(shí)間才能進(jìn)入穩(wěn)定狀態(tài)。同時(shí)，由于將壓控振蕩器13 輸出的幾十兆赫茲的信號(hào)分頻到1赫茲的分頻倍數(shù)N為幾十兆倍，該N值很 大，分頻電路的實(shí)現(xiàn)需要耗費(fèi)大量的系統(tǒng)邏輯資源，同時(shí)還增加了分頻電路 的設(shè)計(jì)困難，極易導(dǎo)致分頻后的信號(hào)產(chǎn)生毛剌，進(jìn)而導(dǎo)致時(shí)鐘鎖相環(huán)電路結(jié) 構(gòu)復(fù)雜，可靠性降低以及成本增加等缺點(diǎn)。

發(fā)明內(nèi)容
有鑒于此，本發(fā)明的目的在于，提供一種衛(wèi)星同步系統(tǒng)的同步時(shí)鐘鎖相 的方法，用于縮短時(shí)鐘鎖相環(huán)的鎖定衛(wèi)星同步時(shí)鐘的鎖相時(shí)間。同時(shí)，本發(fā) 明的另一目的在于，提供一種時(shí)鐘鎖相環(huán)，該時(shí)鐘鎖相環(huán)能夠縮短時(shí)鐘鎖相 環(huán)鎖定衛(wèi)星同步時(shí)鐘的鎖相時(shí)間。
基于以上目的，本發(fā)明提供的提取全球定位系統(tǒng)同步時(shí)鐘的時(shí)鐘鎖相方
法，通過獲取全球定位系統(tǒng)模塊輸出頻率范圍處于500Hz至1MHz的測(cè)試信
號(hào)，獲取與本地時(shí)鐘信號(hào)同步的比較時(shí)鐘信號(hào)；對(duì)所述測(cè)試信號(hào)和比較時(shí)鐘
信號(hào)進(jìn)行鑒相，并利用鑒相結(jié)果調(diào)整本地時(shí)鐘信號(hào)的頻率，使得所述比較時(shí) 鐘信號(hào)同步于所述測(cè)試信號(hào)。
本發(fā)明的時(shí)鐘鎖相方法中，所述對(duì)測(cè)試信號(hào)和比較時(shí)鐘信號(hào)進(jìn)行鑒相為 對(duì)上述兩個(gè)信號(hào)進(jìn)行積分式鑒頻鑒相。
本發(fā)明的時(shí)鐘鎖相方法中，所述本地時(shí)鐘信號(hào)為壓控振蕩器輸出的本地
振蕩信號(hào)，所述調(diào)整本地時(shí)鐘信號(hào)的頻率為調(diào)整壓控振蕩器的振蕩頻率；所 述獲取與本地時(shí)鐘信號(hào)同步的比較時(shí)鐘信號(hào)包括獲取本地時(shí)鐘信號(hào)，并對(duì)
該本地時(shí)鐘信號(hào)進(jìn)行分頻處理，其中分頻倍數(shù)為將本地時(shí)鐘信號(hào)的頻率除以 所述測(cè)試信號(hào)的頻率。
本發(fā)明的時(shí)鐘鎖相方法中，所述對(duì)同步時(shí)鐘信號(hào)和比較時(shí)鐘信號(hào)進(jìn)行鑒
相具體包括對(duì)同步時(shí)鐘信號(hào)和比較時(shí)鐘信號(hào)進(jìn)行相位比較，并分別輸出比 較時(shí)鐘信號(hào)相位超前于同步時(shí)鐘信號(hào)的信號(hào)，以及比較時(shí)鐘信號(hào)相位滯后于 同步時(shí)鐘信號(hào)的信號(hào)。
本發(fā)明的時(shí)鐘鎖相方法中，所述利用鑒相結(jié)果調(diào)整本地時(shí)鐘的頻率具體 包括
獲取鑒相結(jié)果，對(duì)該鑒相結(jié)果進(jìn)行環(huán)路濾波處理后得到數(shù)模轉(zhuǎn)換信號(hào)的 控制值；
將所述數(shù)模轉(zhuǎn)換信號(hào)的控制值進(jìn)行數(shù)模轉(zhuǎn)換，并利用轉(zhuǎn)換得到的模擬信 號(hào)調(diào)整本地時(shí)鐘信號(hào)的頻率。
本發(fā)明的時(shí)鐘鎖相方法中，所述獲取鑒相結(jié)果具體包括設(shè)定一個(gè)時(shí)間 周期，按照該周期分別對(duì)所述比較時(shí)鐘信號(hào)相位超前于同步時(shí)鐘信號(hào)的信號(hào) 和比較時(shí)鐘信號(hào)相位滯后于同步時(shí)鐘信號(hào)的信號(hào)進(jìn)行周期性采樣，并對(duì)采樣 數(shù)據(jù)進(jìn)行量化，得到各自的鑒相值。
本發(fā)明的時(shí)鐘鎖相方法中，所述的對(duì)該鑒相結(jié)果進(jìn)行濾波處理后得到數(shù) 模轉(zhuǎn)換信號(hào)的控制值具體包括-
比較所述兩個(gè)信號(hào)上得到的鑒相值的大小，選擇其中鑒相值較大的作為當(dāng)前周期的相位比較結(jié)果9i的絕對(duì)值，同時(shí)根據(jù)鑒相值較大的信號(hào)確定相位 比較結(jié)果的極性如果鑒相值較大的信號(hào)為比較時(shí)鐘信號(hào)相位超前于同步時(shí) 鐘信號(hào)的信號(hào)，則相位比較結(jié)果極性為正；反之，極性為負(fù)；
將當(dāng)前周期的相位比較結(jié)果減去上一周期的相位比較結(jié)果得到A9i，并
根據(jù)A DAC^K, △ 9i+Kp* ( 6i — 9。)得到當(dāng)前周期的數(shù)模轉(zhuǎn)換信號(hào)的控制值的 調(diào)整值A(chǔ)DACi;將所述ADACi加上上一周期的數(shù)模轉(zhuǎn)換信號(hào)的控制值，得到 當(dāng)前周期的數(shù)模轉(zhuǎn)換信號(hào)的控制值，其中，6o表示該鎖相方法所實(shí)現(xiàn)的鎖相 環(huán)的初始相位偏移值，&和Kp表示該鎖相方法所實(shí)現(xiàn)的鎖相環(huán)的環(huán)路增益參 數(shù)。
本發(fā)明的時(shí)鐘鎖相方法中，設(shè)定數(shù)模轉(zhuǎn)換信號(hào)的控制值的高、低門限， 進(jìn)一步判斷所述的數(shù)模轉(zhuǎn)換信號(hào)的控制值是否超出該門限值所限定的范圍 如果大于高門限，則取數(shù)模轉(zhuǎn)換信號(hào)的控制值為高門限；如果小于低門限， 則取數(shù)模轉(zhuǎn)換信號(hào)的控制值為低門限；否則，取數(shù)模轉(zhuǎn)換信號(hào)的控制值為原 始計(jì)算值。
基于以上另一目的，本發(fā)明還提供了一種提取全球定位系統(tǒng)同步時(shí)鐘的 時(shí)鐘鎖相環(huán)，包括衛(wèi)星同步系統(tǒng)的同步時(shí)鐘模塊、壓控振蕩器，鑒相器模塊， 分頻模塊，環(huán)路濾波模塊，數(shù)模DA轉(zhuǎn)換器，
所述同步時(shí)鐘模塊，用于接收衛(wèi)星同步系統(tǒng)的同步時(shí)鐘信號(hào)，并將頻率 范圍處于500Hz至lMHz的測(cè)試信號(hào)發(fā)送至鑒相器模塊；
所述壓控振蕩器，用于根據(jù)所述DA轉(zhuǎn)換器輸出的控制信號(hào)調(diào)整并輸出 本地時(shí)鐘信號(hào)；
所述分頻模塊，用于將所述壓控振蕩器輸出的本地時(shí)鐘信號(hào)分頻至所述 同步時(shí)鐘模塊輸出的測(cè)試信號(hào)的頻率，并輸出分頻后的信號(hào)；
所述鑒相器模塊，用于對(duì)所述分頻模塊輸出的分頻后的信號(hào)，和所述同 步時(shí)鐘模塊輸出的較高頻率的同步時(shí)鐘信號(hào)，進(jìn)行鑒相，并輸出鑒相結(jié)果；
所述環(huán)路濾波模塊，用于對(duì)所述鑒相器模塊輸出的鑒相結(jié)果進(jìn)行環(huán)路濾 波處理，并輸出用于控制DA轉(zhuǎn)換器的控制值；
所述DA轉(zhuǎn)換器，用于對(duì)所述環(huán)路濾波模塊輸出的DA轉(zhuǎn)換器的控制值 進(jìn)行數(shù)模轉(zhuǎn)換，并輸出用于調(diào)整壓控振蕩器的振蕩頻率的控制信號(hào)。
本發(fā)明的時(shí)鐘鎖相環(huán)中，所述鑒相器模塊為積分型鑒頻鑒相器。 本發(fā)明的時(shí)鐘鎖相環(huán)中，所述環(huán)路濾波模塊進(jìn)一步用于 按照預(yù)先設(shè)定的采樣周期分別對(duì)所述積分型鑒頻鑒相器的兩個(gè)輸出端口 上的信號(hào)進(jìn)行采樣，并對(duì)采樣數(shù)據(jù)進(jìn)行量化，得到兩個(gè)鑒相值；
比較所述兩個(gè)鑒相值的大小，選擇其中鑒相值較大的作為當(dāng)前周期的相 位比較結(jié)果&的絕對(duì)值，同時(shí)根據(jù)鑒相值較大的信號(hào)確定相位比較結(jié)果的極 性如果鑒相值較大的信號(hào)為比較時(shí)鐘信號(hào)相位超前于同步時(shí)鐘信號(hào)的信號(hào)， 則相位比較結(jié)果極性為正；反之，極性為負(fù)；
將當(dāng)前周期的相位比較結(jié)果減去上一周期的相位比較結(jié)果得到A & ，并 根據(jù)△ DACj =K, A 6i+Kp* (6i —9C )得到當(dāng)前周期的數(shù)模轉(zhuǎn)換信號(hào)的控制值的 調(diào)整值A(chǔ)DACj;將所述ADACi加上上一周期的數(shù)模轉(zhuǎn)換信號(hào)的控制值，得到 當(dāng)前周期的數(shù)模轉(zhuǎn)換信號(hào)的控制值，并將該控制值發(fā)送至DA轉(zhuǎn)換器，其中， eo表示該鎖相環(huán)的初始相位偏移值參數(shù)，&和Kp表示該鎖相環(huán)的環(huán)路增益參
、W,數(shù)。
本發(fā)明的時(shí)鐘鎖相環(huán)中，所述環(huán)路濾波模塊進(jìn)一步用于設(shè)置數(shù)模轉(zhuǎn)換 信號(hào)的控制值的高、低門限，進(jìn)一步判斷所述的數(shù)模轉(zhuǎn)換信號(hào)的控制值是否 超出該門限值所限定的范圍如果大于高門限，則取數(shù)模轉(zhuǎn)換信號(hào)的控制值 為高門限；如果小于低門限，則取數(shù)模轉(zhuǎn)換信號(hào)的控制值為低門限；否則，
取數(shù)模轉(zhuǎn)換信號(hào)的控制值為原始計(jì)算值。
與目前的GPS時(shí)鐘鎖相環(huán)相比，本發(fā)明提供的衛(wèi)星同步系統(tǒng)的同步時(shí)鐘 鎖相的方法以及時(shí)鐘鎖相環(huán)，由于采用較高頻率的參考時(shí)鐘信號(hào)，從而能夠 快速的鎖定衛(wèi)星同步系統(tǒng)的同步時(shí)鐘，同時(shí)節(jié)省了大量的硬件資源，降低了 時(shí)鐘鎖相環(huán)的成本。本發(fā)明提供的時(shí)鐘鎖相環(huán)，其電路設(shè)計(jì)簡單，工作穩(wěn)定。


圖1為現(xiàn)有技術(shù)中通過提取GPS同步時(shí)鐘的時(shí)鐘鎖相環(huán)的原理圖2為本發(fā)明的提取GPS同步時(shí)鐘的時(shí)鐘鎖相環(huán)的結(jié)構(gòu)示意圖3為本發(fā)明的積分型鑒頻鑒相器的結(jié)構(gòu)示意圖4為本發(fā)明的提取GPS同步時(shí)鐘的時(shí)鐘鎖相方法的流程圖5為本發(fā)明的提取GPS同步時(shí)鐘鎖相方法中環(huán)路濾波的流程圖。
具體實(shí)施例方式
現(xiàn)有技術(shù)中的GPS模塊除了秒脈沖的輸出時(shí)鐘外，通常還輸出其它較高 頻率的測(cè)試信號(hào)，例如，頻率為10kHz的測(cè)試信號(hào)，或者可根據(jù)具體需要設(shè) 定其頻率的測(cè)試信號(hào)。上述秒脈沖信號(hào)穩(wěn)定性比10kHz的測(cè)試信號(hào)好，而 10kHz的測(cè)試信號(hào)由于存在信號(hào)抖動(dòng)大，短期穩(wěn)定性差等缺點(diǎn)，基于以上原 因，現(xiàn)有技術(shù)的GPS時(shí)鐘鎖相環(huán)都是采用從秒脈沖的GPS時(shí)鐘信號(hào)中提取同 步時(shí)鐘，以獲得穩(wěn)定的本地時(shí)鐘信號(hào)。本發(fā)明克服了衛(wèi)星時(shí)鐘同步領(lǐng)域長期 以來采用秒脈沖信號(hào)作為參考時(shí)鐘的偏見，采用較高頻率的測(cè)試信號(hào)作為 GPS時(shí)鐘鎖相環(huán)的參考時(shí)鐘，并通過增加相應(yīng)的軟件處理以消除較高頻率的 測(cè)試信號(hào)質(zhì)量差等缺點(diǎn)，從而實(shí)現(xiàn)了將本地時(shí)鐘信號(hào)穩(wěn)定的鎖定同步時(shí)鐘信 號(hào)。與秒脈沖作為參考時(shí)鐘的GPS時(shí)鐘鎖相環(huán)相比，本發(fā)明縮短了 GPS時(shí)鐘 鎖相環(huán)的鎖相時(shí)間，同時(shí)由于分頻倍數(shù)減小而節(jié)省了大量硬件資源，降低了 分頻電路的設(shè)計(jì)難度。
下面結(jié)合附圖及具體實(shí)施例對(duì)本發(fā)明作詳細(xì)的說明。
圖2為本發(fā)明的提取GPS同步時(shí)鐘的時(shí)鐘鎖相環(huán)的結(jié)構(gòu)示意圖，如圖2 所示，該鎖相環(huán)包括-
GPS模塊20，用于提供GPS同步時(shí)鐘作為鎖相環(huán)的參考時(shí)鐘源，為了能 夠快速鎖相，選擇GPS模塊輸出的10kHz的測(cè)試信號(hào)作為參考時(shí)鐘。
壓控振蕩器22，用于作為本地時(shí)鐘源，根據(jù)數(shù)模(DA)轉(zhuǎn)換器23輸出 的控制信號(hào)實(shí)現(xiàn)本地振蕩，提供本地時(shí)鐘信號(hào)，該壓控振蕩器根據(jù)系統(tǒng)時(shí)鐘 精度要求和成本控制采用合適的時(shí)鐘，例如， 一級(jí)鐘，或二級(jí)鐘，以及其它 時(shí)鐘。
邏輯控制電路模塊21，采用邏輯器件，如復(fù)雜可編程邏輯器件(CPLD， Complex Programmable Logic Device)、現(xiàn)場(chǎng)可編程邏輯器件(FPGA， Field Programmable Gate Array)等邏輯電路實(shí)現(xiàn)，其具體包括分頻模塊210，用 于對(duì)壓控振蕩器22輸出的本地時(shí)鐘信號(hào)進(jìn)行分頻處理，將上述時(shí)鐘信號(hào)分頻 到10kHZ后發(fā)送至鑒相器模塊211的兩個(gè)輸入端中的一個(gè)；鑒相器模塊211，
用于對(duì)輸入的本地時(shí)鐘信號(hào)和參考時(shí)鐘信號(hào)進(jìn)行鑒相比較，即將上述分頻后 的信號(hào)和GPS模塊輸出的10kHz的時(shí)鐘信號(hào)進(jìn)行鑒相比較，并輸出鑒相結(jié)果； 接口模塊212，用于提供邏輯控制模塊21與處理器24之間的接口功能，處 理器24通過該接口讀取經(jīng)上述鑒相器模塊211的鑒相結(jié)果，以及鎖相環(huán)的狀 態(tài)信息。
由于本發(fā)明中鑒相器模塊211比較的是頻率為10kHz的時(shí)鐘信號(hào)，因此, 分頻模塊210只需將壓控振蕩器22的輸出時(shí)鐘信號(hào)分頻到10kHz，將壓控振 蕩器輸出的時(shí)鐘頻率除以10k即得分頻倍數(shù)，顯然該分頻倍數(shù)僅為現(xiàn)有技術(shù) 中分頻到1Hz的萬分之一，從而節(jié)省了大量的邏輯器件的邏輯單元，并且分 頻模塊210的電路的設(shè)計(jì)也相應(yīng)變得簡單，分頻后的信號(hào)質(zhì)量較好。同時(shí)， 由于采用lOkHz的時(shí)鐘信號(hào)進(jìn)行鑒相處理，該時(shí)鐘信號(hào)的周期相對(duì)于秒脈沖 的周期大為縮短，因而本發(fā)明的時(shí)鐘鎖相環(huán)可以在較短的時(shí)間內(nèi)鎖定相位， 進(jìn)入穩(wěn)定狀態(tài)。
處理器24，采用CPU、數(shù)字信號(hào)處理器(DSP， Digital Signal Processor)、
單片機(jī)或者其它可以完成控制功能的裝置實(shí)現(xiàn)，其具體包括環(huán)路濾波模塊 240，用于讀取鑒相器模塊211的鑒相結(jié)果，并實(shí)現(xiàn)環(huán)路濾波器功能，濾波后 輸出用于控制數(shù)模(DA)轉(zhuǎn)換器23的控制信號(hào)；狀態(tài)控制模塊241，與接口 模塊212相連，用于控制鎖相環(huán)的工作狀態(tài)，其中鎖相環(huán)的工作狀態(tài)包括自 由狀態(tài)、快捕狀態(tài)、跟蹤狀態(tài)和保持狀態(tài)；外部接口模塊242，用于提供外 部監(jiān)測(cè)系統(tǒng)25與處理器24之間的接口功能。
DA轉(zhuǎn)換器23,用于對(duì)上述環(huán)路濾波模塊240輸出的控制信號(hào)進(jìn)行數(shù)模 轉(zhuǎn)換，并輸出用于控制壓控振蕩器22振蕩頻率的控制信號(hào)。
外部檢測(cè)系統(tǒng)25，與外部接口模塊242相連，用于監(jiān)視并控制控鎖相環(huán) 工作狀態(tài)。
其中，上述鑒相器模塊211采用的是積分型鑒頻鑒相器，與其他類型的 鑒相器相比，該鑒相器具有有較強(qiáng)的抗干擾能力，并且具有長時(shí)間工作穩(wěn)定 性高的優(yōu)點(diǎn)，圖3為該積分型鑒頻鑒相器的結(jié)構(gòu)示意圖，如圖3所示，該鑒 相器對(duì)其兩個(gè)輸入端口t^、 C/。w輸入的時(shí)鐘信號(hào)進(jìn)行鑒相比較，在兩個(gè)輸出 端口outj、 out一2輸出鑒相結(jié)果，其中，各端口及其信號(hào)具體為
^ :參考信號(hào)輸入端，用于接收GPS模塊20輸出的10kHz的同步時(shí)鐘
信號(hào)，作為參考信號(hào)；
"。w:比較信號(hào)輸入端，用于接收經(jīng)分頻模塊210分頻處理后的本地時(shí)鐘
信號(hào)，作為比較信號(hào)；
OllU:超前輸出端，該端口的輸出信號(hào)表示比較信號(hào)的相位超前于參考 信號(hào)的相位；
out—2:滯后輸出端，該端口的輸出信號(hào)表示比較信號(hào)的相位滯后于參考 信號(hào)的相位；
該鑒相器模塊211對(duì)^端口輸入的10kHz的GPS同步時(shí)鐘信號(hào)，以及 本地時(shí)鐘信號(hào)經(jīng)分頻后反饋至f/^端口的時(shí)鐘信號(hào)，進(jìn)行相位比較，并在兩個(gè) 輸出端口分別輸出相位比較的結(jié)果當(dāng)比較信號(hào)相位超前于參考信號(hào)時(shí)，超 前輸出端輸出占空比變化的方波，而滯后輸出端輸出一固定電平；當(dāng)比較信 號(hào)相位滯后于參考信號(hào)時(shí)，滯后輸出端輸出占空比變化的方波，而超前輸出 端輸出一固定電平。環(huán)路濾波模塊240通過接口模塊212讀取鑒相器兩個(gè)輸 出端的相位比較的結(jié)果。
由于上述鑒相器模塊211比較的是10kHz的測(cè)試信號(hào)，如前所述，該信 號(hào)本身質(zhì)量較差，會(huì)對(duì)鑒相結(jié)果產(chǎn)生影響。通過仿真觀察，該鑒相器模塊工 作時(shí)，輸出鑒相結(jié)果為一固定電平的輸出端上的波形經(jīng)常有毛刺出現(xiàn)，本發(fā) 明中通過環(huán)路濾波模塊240對(duì)鑒相結(jié)果進(jìn)行高頻采樣量化，并利用軟件通過 相應(yīng)的處理消除了信號(hào)毛剌帶來的影響，這點(diǎn)將在后面進(jìn)行詳細(xì)說明。
下面對(duì)本發(fā)明的GPS時(shí)鐘鎖相的方法進(jìn)行說明，如圖4所示，該方法包 括以下步驟-
步驟40，將GPS模塊20輸出的10kHz的測(cè)試信號(hào)作為參考時(shí)鐘信號(hào)發(fā) 送至鑒相器模塊211的參考信號(hào)輸入端；將壓控振蕩器22輸出本地時(shí)鐘信號(hào) 經(jīng)分頻模塊210分頻后發(fā)送至鑒相器模塊211的比較信號(hào)輸入端；
步驟41，鑒相器模塊211對(duì)上述兩路輸入時(shí)鐘信號(hào)進(jìn)行鑒相，并在兩個(gè) 輸出端口輸出比較結(jié)果，其中，所述鑒相是對(duì)上述兩路信號(hào)進(jìn)行積分式鑒頻 鑒相；
步驟42，處理器24通過讀取鑒相器模塊211的輸出端口的波形，獲取 鑒相結(jié)果；對(duì)上述鑒相比較結(jié)果進(jìn)行環(huán)路濾波算法處理，并將濾波后得到的 DA轉(zhuǎn)換器23的控制值發(fā)送至DA轉(zhuǎn)換器23;
步驟43 ，上述DA轉(zhuǎn)換器23的控制值經(jīng)DA轉(zhuǎn)換器23數(shù)模轉(zhuǎn)換后輸出 模擬信號(hào)，該模擬信號(hào)被發(fā)送至壓控振蕩器22，用于調(diào)整壓控振蕩器22的 本地時(shí)鐘頻率，使得本地時(shí)鐘經(jīng)分頻模塊210分頻后的頻率逐步與GPS模塊 20輸出的測(cè)試時(shí)鐘同步，即使得鑒相器模塊211的兩個(gè)輸入端的輸入信號(hào)同 步。
下面結(jié)合圖5對(duì)步驟42的環(huán)路濾波處理作詳細(xì)說明，該步驟消除了鑒相 結(jié)果中的信號(hào)毛刺現(xiàn)象，如圖5所示，步驟42具體包括
步驟420，預(yù)先設(shè)定一個(gè)采樣周期，處理器24按照該周期，周期性地對(duì) 鑒相器模塊211的兩個(gè)輸出端口上的波形分別進(jìn)行采樣，并對(duì)采樣數(shù)據(jù)進(jìn)行 量化，分別得到兩個(gè)輸出端口的鑒相值；
步驟421，比較上述兩個(gè)輸出端口上的鑒相值當(dāng)超前波形輸出端口的 值大于滯后波形輸出端口時(shí)，取當(dāng)前周期的相位比較結(jié)果0i的極性為正，9i 的絕對(duì)值為超前波形輸出端口的值；當(dāng)超前波形輸出端口的值小于滯后波形
輸出端口時(shí)，取ej的極性為負(fù)，ei的絕對(duì)值為滯后波形輸出端口的值；
步驟422，將當(dāng)前周期的相位比較結(jié)果減去上 一周期的相位比較結(jié)果得
到a & ，即a ei= e「 eH,并根據(jù)公式△ daq△ A+v (A — e0)得到當(dāng)
前周期的DA轉(zhuǎn)換器23的控制值的調(diào)整值A(chǔ)DACi;將A DA&加上上一周期的 DA轉(zhuǎn)換器23的控制值DACH ，得到當(dāng)前周期的DA轉(zhuǎn)換器23的控制值DACi， 即，
DAC尸DAC卜!+ADACi ，其中，i表示當(dāng)前周期，i-1表示上一周期，90 、 &和Kp都是上述鎖相環(huán)的特征參數(shù)，0Q表示鎖相環(huán)的初始相位偏移值參數(shù)， &和Kp表示上述鎖相環(huán)的環(huán)路增益參數(shù)；
步驟423,預(yù)先為DA轉(zhuǎn)換器23的控制值設(shè)定高、低門限，判斷上述當(dāng) 前周期的DA轉(zhuǎn)換器23的控制值DACi是否超出高、低門限值所限定的范圍 如果超出，則取DACi為相應(yīng)的高門限或低門限；如果沒有超出，則取DACi為 原始計(jì)算值，例如，當(dāng)高、低門限分別設(shè)為+ 5和一5時(shí)，如果DACi的原始計(jì) 算值為7，則取DACi為5;如果DACj的原始計(jì)算值為一9，則取DACi為一5;
步驟424，保存當(dāng)前周期的DA轉(zhuǎn)換器23的控制值DACi的實(shí)際取值，并 將該DACj發(fā)送至DA轉(zhuǎn)換器203 ，進(jìn)行數(shù)模轉(zhuǎn)換。
上述步驟421中，處理器的比較選取過程巧妙的解決了鑒相器的輸出端 口的信號(hào)毛刺現(xiàn)象。通常情況下，由于信號(hào)毛刺的持續(xù)時(shí)間很短，其峰值持
續(xù)時(shí)間也比較短，當(dāng)輸出端口出現(xiàn)毛刺時(shí)，通過步驟420中的采樣、量化所 獲取的鑒相結(jié)果的絕對(duì)值也較小，因此，通過步驟421中選取絕對(duì)值較大的 鑒相結(jié)果，從而消除了毛刺對(duì)鑒相結(jié)果的影響。
本發(fā)明的GPS時(shí)鐘鎖相環(huán)中用于鑒相的參考時(shí)鐘并不只限于頻率為 10kHz的測(cè)試信號(hào)，還可以是其它頻率的時(shí)鐘信號(hào)。為了使分頻模塊210的 分頻倍數(shù)較小以節(jié)省硬件資源，上述時(shí)鐘信號(hào)的頻率不宜過小，為達(dá)到本發(fā) 明的效果，可以選取500Hz至lMHz的GPS測(cè)試信號(hào)用于鑒相。采用上述范 圍的時(shí)鐘信號(hào)進(jìn)行鑒相的GPS時(shí)鐘鎖相環(huán)，與發(fā)明實(shí)施例中采用10kHz信號(hào) 進(jìn)行鑒相的GPS時(shí)鐘鎖相環(huán)并無實(shí)質(zhì)性區(qū)別，只需根據(jù)選取的鑒相時(shí)鐘的頻 率相應(yīng)設(shè)定GPS模塊輸出的時(shí)鐘的頻率，以及調(diào)整分頻模塊210的分頻倍數(shù)， 以保證鑒相器模塊211的兩個(gè)輸入端口的時(shí)鐘頻率大致相等。
綜上所述，發(fā)明實(shí)施例所述的時(shí)鐘鎖相環(huán)采用較高頻率的測(cè)試信號(hào)作為 參考時(shí)鐘源，克服了長期以來采用秒脈沖作為同步時(shí)鐘源的偏見，縮短了時(shí) 鐘鎖相環(huán)的鎖定GPS同步時(shí)鐘的鎖相時(shí)間，同時(shí)節(jié)省了硬件資源。
權(quán)利要求
1.一種提取全球定位系統(tǒng)同步時(shí)鐘的時(shí)鐘鎖相方法，其特征在于，獲取全球定位系統(tǒng)模塊輸出頻率范圍處于500Hz至1MHz的測(cè)試信號(hào)，獲取與本地時(shí)鐘信號(hào)同步的比較時(shí)鐘信號(hào)；對(duì)所述測(cè)試信號(hào)和比較時(shí)鐘信號(hào)進(jìn)行鑒相，并利用鑒相結(jié)果調(diào)整本地時(shí)鐘信號(hào)的頻率，使得所述比較時(shí)鐘信號(hào)同步于所述測(cè)試信號(hào)。
2. 如權(quán)利要求l所述的方法，其特征在于，所述對(duì)測(cè)試信號(hào)和比較時(shí)鐘 信號(hào)進(jìn)行鑒相為對(duì)上述兩個(gè)信號(hào)進(jìn)行積分式鑒頻鑒相。
3. 如權(quán)利要求1所述的方法，其特征在于，所述本地時(shí)鐘信號(hào)為壓控振 蕩器輸出的本地振蕩信號(hào)，所述調(diào)整本地時(shí)鐘信號(hào)的頻率為調(diào)整壓控振蕩器 的振蕩頻率；所述獲取與本地時(shí)鐘信號(hào)同步的比較時(shí)鐘信號(hào)包括獲取本地 時(shí)鐘信號(hào)，并對(duì)該本地時(shí)鐘信號(hào)進(jìn)行分頻處理，其中分頻倍數(shù)為將本地時(shí)鐘 信號(hào)的頻率除以所述測(cè)試信號(hào)的頻率。
4. 如權(quán)利要求l所述的方法，其特征在于，所述對(duì)同步時(shí)鐘信號(hào)和比較 時(shí)鐘信號(hào)進(jìn)行鑒相具體包括對(duì)同步時(shí)鐘信號(hào)和比較時(shí)鐘信號(hào)進(jìn)行相位比較， 并分別輸出比較時(shí)鐘信號(hào)相位超前于同步時(shí)鐘信號(hào)的信號(hào)，以及比較時(shí)鐘信 號(hào)相位滯后于同步時(shí)鐘信號(hào)的信號(hào)。
5. 如權(quán)利要求4所述的方法，其特征在于，所述利用鑒相結(jié)果調(diào)整本地 時(shí)鐘的頻率具體包括獲取鑒相結(jié)果，對(duì)該鑒相結(jié)果進(jìn)行環(huán)路濾波處理后得到數(shù)模轉(zhuǎn)換信號(hào)的 控制值；將所述數(shù)模轉(zhuǎn)換信號(hào)的控制值進(jìn)行數(shù)模轉(zhuǎn)換，并利用轉(zhuǎn)換得到的模擬信 號(hào)調(diào)整本地時(shí)鐘信號(hào)的頻率。
6. 如權(quán)利要求5所述的方法，其特征在于，所述獲取鑒相結(jié)果具體包括 設(shè)定一個(gè)時(shí)間周期，按照該周期分別對(duì)所述比較時(shí)鐘信號(hào)相位超前于同步時(shí) 鐘信號(hào)的信號(hào)和比較時(shí)鐘信號(hào)相位滯后于同步時(shí)鐘信號(hào)的信號(hào)進(jìn)行周期性采 樣，并對(duì)采樣數(shù)據(jù)進(jìn)行量化，得到各自的鑒相值。
7. 如權(quán)利要求6所述的方法，其特征在于，所述的對(duì)該鑒相結(jié)果進(jìn)行濾波處理后得到數(shù)模轉(zhuǎn)換信號(hào)的控制值具體包括比較所述兩個(gè)信號(hào)上得到的鑒相值的大小，選擇其中鑒相值較大的作為 當(dāng)前周期的相位比較結(jié)果9i的絕對(duì)值，同時(shí)根據(jù)鑒相值較大的信號(hào)確定相位 比較結(jié)果的極性如果鑒相值較大的信號(hào)為比較時(shí)鐘信號(hào)相位超前于同步時(shí)鐘信號(hào)的信號(hào)，則相位比較結(jié)果極性為正；反之，極性為負(fù)；將當(dāng)前周期的相位比較結(jié)果減去上一周期的相位比較結(jié)果得到A9i，并根據(jù)△ DACi二K產(chǎn)A 9i+Kp* ( A — 0o )得到當(dāng)前周期的數(shù)模轉(zhuǎn)換信號(hào)的控制值的 調(diào)整值A(chǔ)DACj;將所述ADACi加上上一周期的數(shù)模轉(zhuǎn)換信號(hào)的控制值，得到 當(dāng)前周期的數(shù)模轉(zhuǎn)換信號(hào)的控制值，其中，9()表示該鎖相方法所實(shí)現(xiàn)的鎖相 環(huán)的初始相位偏移值，&和Kp表示該鎖相方法所實(shí)現(xiàn)的鎖相環(huán)的環(huán)路增益參 數(shù)。
8. 如權(quán)利要求7所述的方法，其特征在于，設(shè)定數(shù)模轉(zhuǎn)換信號(hào)的控制值 的高、低門限，進(jìn)一步判斷所述的數(shù)模轉(zhuǎn)換信號(hào)的控制值是否超出該門限值 所限定的范圍如果大于高門限，則取數(shù)模轉(zhuǎn)換信號(hào)的控制值為高門限；如 果小于低門限，則取數(shù)模轉(zhuǎn)換信號(hào)的控制值為低門限；否則，取數(shù)模轉(zhuǎn)換信 號(hào)的控制值為原始計(jì)算值。
9. 一種提取全球定位系統(tǒng)同步時(shí)鐘的時(shí)鐘鎖相環(huán)，包括衛(wèi)星同步系統(tǒng)的 同步時(shí)鐘模塊、壓控振蕩器，鑒相器模塊，分頻模塊，環(huán)路濾波模塊，數(shù)模 DA轉(zhuǎn)換器，其特征在于，所述同步時(shí)鐘模塊，用于接收衛(wèi)星同步系統(tǒng)的同步時(shí)鐘信號(hào)，并將頻率 范圍處于500Hz至lMHz的測(cè)試信號(hào)發(fā)送至鑒相器模塊；所述壓控振蕩器，用于根據(jù)所述DA轉(zhuǎn)換器輸出的控制信號(hào)調(diào)整并輸出 本地時(shí)鐘信號(hào)；所述分頻模塊，用于將所述壓控振蕩器輸出的本地時(shí)鐘信號(hào)分頻至所述 同步時(shí)鐘模塊輸出的測(cè)試信號(hào)的頻率，并輸出分頻后的信號(hào)；所述鑒相器模塊，用于對(duì)所述分頻模塊輸出的分頻后的信號(hào)，和所述同 步時(shí)鐘模塊輸出的較高頻率的同步時(shí)鐘信號(hào)，進(jìn)行鑒相，并輸出鑒相結(jié)果；所述環(huán)路濾波模塊，用于對(duì)所述鑒相器模塊輸出的鑒相結(jié)果進(jìn)行環(huán)路濾 波處理，并輸出用于控制DA轉(zhuǎn)換器的控制值；所述DA轉(zhuǎn)換器，用于對(duì)所述環(huán)路濾波模塊輸出的DA轉(zhuǎn)換器的控制值 進(jìn)行數(shù)模轉(zhuǎn)換，并輸出用于調(diào)整壓控振蕩器的振蕩頻率的控制信號(hào)。
10. 如權(quán)利要求9所述的鎖相環(huán)，其特征在于，所述鑒相器模塊為積分 型鑒頻鑒相器。
11. 如權(quán)利要求10所述的鎖相環(huán)，其特征在于，所述環(huán)路濾波模塊進(jìn)一 步用于按照預(yù)先設(shè)定的采樣周期分別對(duì)所述積分型鑒頻鑒相器的兩個(gè)輸出端口上的信號(hào)進(jìn)行采樣，并對(duì)采樣數(shù)據(jù)進(jìn)行量化，得到兩個(gè)鑒相值；比較所述兩個(gè)鑒相值的大小，選擇其中鑒相值較大的作為當(dāng)前周期的相 位比較結(jié)果9i的絕對(duì)值，，同時(shí)根據(jù)鑒相值較大的信號(hào)確定相位比較結(jié)果的極 性如果鑒相值較大的信號(hào)為比較時(shí)鐘信號(hào)相位超前于同步時(shí)鐘信號(hào)的信號(hào)， 則相位比較結(jié)果極性為正；反之，極性為負(fù)；將當(dāng)前周期的相位比較結(jié)果減去上一周期的相位比較結(jié)果得到A 9;，并 根據(jù)A DACj =K,* A 6i+Kp* ( ^ — 90 )得到當(dāng)前周期的數(shù)模轉(zhuǎn)換信號(hào)的控制值的 調(diào)整值A(chǔ)DACj;將所述ADACi加上上一周期的數(shù)模轉(zhuǎn)換信號(hào)的控制值，得到 當(dāng)前周期的數(shù)模轉(zhuǎn)換信號(hào)的控制值，并將該控制值發(fā)送至DA轉(zhuǎn)換器，其中， eo表示該鎖相環(huán)的初始相位偏移值參數(shù)，&和Kp表示該鎖相環(huán)的環(huán)路增益參 數(shù)。
12. 如權(quán)利要求10所述的鎖相環(huán)，其特征在于，所述環(huán)路濾波模塊進(jìn)一 步用于設(shè)置數(shù)模轉(zhuǎn)換信號(hào)的控制值的高、低門限，進(jìn)一步判斷所述的數(shù)模 轉(zhuǎn)換信號(hào)的控制值是否超出該門限值所限定的范圍如果大于高門限，則取 數(shù)模轉(zhuǎn)換信號(hào)的控制值為高門限；如果小于低門限，則取數(shù)模轉(zhuǎn)換信號(hào)的控 制值為低門限；否則，取數(shù)模轉(zhuǎn)換信號(hào)的控制值為原始計(jì)算值。
全文摘要
本發(fā)明公開了一種提取全球定位系統(tǒng)同步時(shí)鐘的同步時(shí)鐘鎖相的方法，用于獲取全球定位系統(tǒng)模塊輸出頻率范圍處于500Hz至1MHz的測(cè)試信號(hào)，獲取與本地時(shí)鐘信號(hào)同步的比較時(shí)鐘信號(hào)；對(duì)所述測(cè)試信號(hào)和比較時(shí)鐘信號(hào)進(jìn)行鑒相，并利用鑒相結(jié)果調(diào)整本地時(shí)鐘信號(hào)的頻率，使得所述比較時(shí)鐘信號(hào)同步于所述測(cè)試信號(hào)。本發(fā)明提供的時(shí)鐘鎖相環(huán)基于上述方法，能快速鎖定全球定位系統(tǒng)的同步時(shí)鐘。本發(fā)明由于采用上述較高頻率的時(shí)鐘信號(hào)作為參考時(shí)鐘，降低了分頻電路的設(shè)計(jì)難度，縮短了時(shí)鐘鎖相環(huán)的鎖相時(shí)間，節(jié)省了大量硬件資源。
文檔編號(hào)H04L7/033GK101179371SQ20061011442
公開日2008年5月14日 申請(qǐng)日期2006年11月9日 優(yōu)先權(quán)日2006年11月9日
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