本發(fā)明屬于電力電子器件控制，涉及一種省略park變換的無鎖相環(huán)式gdss諧波電流檢測系統(tǒng)及檢測方法。

背景技術(shù)：

1、“雙碳”背景下，可再生能源的發(fā)展獲得人們越來越多的關(guān)注，風能和太陽能等清潔能源的開發(fā)利用，電網(wǎng)中大量應用高比例分布式電源及電力電子裝置，同時隨著新能源并網(wǎng)規(guī)模的不斷擴大，大量不平衡、非線性等種類繁多的負荷及儲能設(shè)備接入配電網(wǎng)。大量的分布式電源、電力電子裝置和非線性負載的接入使得配電網(wǎng)中諧波含量進一步增加，造成配電網(wǎng)的諧波污染嚴重。常用的諧波治理設(shè)備有無源電力濾波器(ppf)和有源電力濾波器(apf)，有源電力濾波器作為電網(wǎng)諧波治理的重要裝備，在現(xiàn)價段電網(wǎng)無功補償、電網(wǎng)電壓穩(wěn)定以及諧波治理中得到廣泛應用，是一種理想的諧波治理裝置。其基本原理是從補償對象中檢測出諧波，由補償裝置產(chǎn)生一個與該諧波電流大小相等而極性相反的補償電流，從而使電網(wǎng)中的諧波電流被濾除。所以有源電力濾波器(apf)進行諧波抑制的關(guān)鍵環(huán)節(jié)在于諧波電流的檢測環(huán)節(jié)，準確快速地檢測出負載電流中的基波電流與諧波電流是補償電網(wǎng)諧波的基礎(chǔ)。

2、目前常用諧波檢測算法主要有：基于瞬時無功功率理論的p-q法、ip-iq法、fbd法以及自適應諧波檢測法等?；谒矔r無功功率理論的p-q法在電網(wǎng)電壓波形發(fā)生畸變時檢測結(jié)果存在誤差，故很少使用。為了改善p-q諧波電流檢測法受電網(wǎng)電壓波形干擾的不足，研究者提出通過鎖相環(huán)測提取和電網(wǎng)電壓同頻同相位的正弦信號來替代檢測電網(wǎng)電壓，鎖相環(huán)的應用擴展了諧波電流檢測的使用范圍?；谒矔r無功功率理論的ip-iq法、fbd法以及自適應諧波檢測法均包含鎖相環(huán)結(jié)構(gòu)，這些檢測方法均受到鎖相環(huán)性能的影響。同時，ip-iq檢測法的檢測性能還受到低通濾波器截止頻率的限制，且低通濾波器的使用對系統(tǒng)有一定的延遲作用；fbd法基于諧波量的比例計算諧波含量，因此對于低諧波含量的情況，精度可能不高；自適應諧波檢測法通過不斷調(diào)整濾波器的頻率響應來適應諧波成分的變化，該方法需要具有很強的系統(tǒng)穩(wěn)定性否則可能會導致系統(tǒng)失控或不穩(wěn)定。

3、李建霞等提供的基于正弦幅值積分器(sai)的諧波提取結(jié)構(gòu)中(李建霞,閆朝陽,代會文,等.基于正弦幅值積分器的全電流諧波檢測方法[j].太陽能學報,2020,41(2):172-180)，同樣沒有使用鎖相環(huán)、park變換模塊，結(jié)構(gòu)簡單，檢測速度較快。其sai調(diào)節(jié)器在諧振頻率處具有無窮大的增益，表現(xiàn)為帶通濾波器特點，對輸入信號具有頻率和極性的選擇特性。但是利用sai結(jié)構(gòu)在諧振頻率處提取固定波次時有誤差，因此所提出的諧波檢測法在精確度上有所不足。

4、在實現(xiàn)特定次諧波頻率提取時，現(xiàn)有的dsc方法需要選擇多個不同的算子進行級聯(lián)，且這些算子的選擇并不獨立，每一個dsc算子都需要考慮選取適當?shù)难訒r參數(shù)來與其他算子進行配合，在設(shè)計濾波結(jié)構(gòu)時較為復雜。

技術(shù)實現(xiàn)思路

1、為了克服上述現(xiàn)有技術(shù)的缺陷，本發(fā)明的目的是提供一種省略park變換的無鎖相環(huán)式gdss諧波電流檢測系統(tǒng)及檢測方法，對基波電流進行提取并通過運算得到諧波電流，精簡了諧波電流檢測方法的結(jié)構(gòu)，同時具有優(yōu)越的檢測精度與檢測速度，對諧波電流的提取更為準確迅速；解決了現(xiàn)有ip-iq檢測技術(shù)受鎖相環(huán)性能影響，在復雜工況下檢測精度低、速度慢的技術(shù)問題；本發(fā)明在電網(wǎng)電壓三相不平衡的情況下仍然具有較高的檢測精度和動態(tài)性能。

2、為了達到上述之目的，本發(fā)明所采用的技術(shù)方案是：

3、一種省略park變換的無鎖相環(huán)式gdss諧波電流檢測系統(tǒng)，包括：

4、clarke變換模塊，用于對輸入負載電流信號進行變換，即對負載側(cè)含有諧波的三相電流ila、ilb、ilc進行提取，將負載側(cè)三相電流ila、ilb、ilc輸入clarke變換模塊，經(jīng)過clarke變換運算，得到兩相靜止的αβ坐標系下的負載電流ilα、負載電流ilβ；

5、gdss模塊，該模塊包含子模塊gdss1和子模塊gdss2，且兩個子模塊結(jié)構(gòu)相同；子模塊gdss1的作用為消除輸入信號負載電流ilα基波分量以外的諧波電流分量，提取出輸入信號負載電流ilα中的基波電流分量iαfp；子模塊gdss2的作用為消除輸入信號負載電流ilβ基波分量以外的諧波電流分量，提取出輸入信號負載電流ilβ中的基波電流分量iβfp；

6、clarke反變換模塊，上一級gdss模塊所提取出的基波電流分量iαfp與基波電流分量iβfp通過clarke反變換模塊得到三相基波電流分量；

7、諧波電流提取模塊，通過將負載側(cè)含有諧波的三相電流ila、ilb、ilc與經(jīng)過gdss模塊和clarke反變換模塊所提取出的三相基波電流分量iafp、ibfp、icfp相減，即可得到除基波分量以外的諧波電流分量iha*、ihb*、ihc*，實現(xiàn)諧波電流的提取。

8、一種省略park變換的無鎖相環(huán)式gdss諧波電流檢測方法，具體包括以下步驟：

9、步驟一：對負載側(cè)電流進行提取，負載側(cè)的三相電流ila、ilb、ilc含有諧波，將負載側(cè)電流通過clarke變換模塊，將其變換到兩相靜止的αβ坐標系下，得到兩相靜止的αβ坐標系下的負載電流ilα、負載電流ilβ；

10、步驟二：將兩相靜止的αβ坐標系下的負載電流ilα、負載電流ilβ通過gdss模塊濾除諧波分量，提取基波分量，其中，兩相靜止的αβ坐標系下的α軸的負載電流ilα通過子模塊gdss1，β軸的負載電流ilβ通過子模塊gdss2；兩相靜止的αβ坐標系下的負載電流ilα、負載電流ilβ通過gdss模塊后分別得到基波電流分量iαfp、基波電流分量iβfp；

11、步驟三：將gdss模塊輸出的基波電流分量iαfp和基波電流分量iβfp輸入clarke反變換模塊，將兩相靜止的αβ坐標系下的基波電流分量iαfp、基波電流分量iβfp變換為三相基波電流iafp、ibfp、icfp；

12、步驟四：在三相基波電流iafp、ibfp、icfp的基礎(chǔ)上提取諧波電流，將含有諧波的負載側(cè)三相電流ila、ilb、ilc與clarke反變換模塊輸出的三相基波電流iafp、ibfp、icfp相減，即可提取出諧波電流iha*、ihb*、ihc*。

13、所述步驟二將兩相靜止的αβ坐標系下的負載電流ilα、負載電流ilβ通過gdss模塊濾除諧波分量，提取基波分量ifp的具體方法為：

14、當理想的電網(wǎng)電流被諧波污染時，根據(jù)傅里葉分析可知，此時的電網(wǎng)電流表示為頻率為ω的基波分量ifp與頻率為hω(h＝2,3,4……h(huán))的諧波電流分量的組合，表示為：

15、

16、式中，h為諧波次數(shù)(對基波分量而言有h＝1)；h為最大諧波次數(shù)；ω、分別為基波角頻率以及h次諧波的初始相位；

17、步驟2.1，對子模塊gdss1的表達式進行推導：

18、定義通用延遲信號算子gds(generalized?delayed?signal?operator,gds)，將它作用于輸入信號i(t)，得：

19、

20、式中，t為電網(wǎng)基波電流周期；hs為需要提取的諧波次數(shù)；n，k為任意整數(shù)；

21、將gds1[i(t)]在k等于0到m(m<hsn)之間進行疊加，并乘以2/(m+1)，得到子模塊gdss1(generalized?delayed?signal?superposition?operator，gdss)的表達式：

22、

23、式中，m<hsn，t為電網(wǎng)基波電流周期；hs為需要提取的諧波次數(shù)；n，k為任意整數(shù)；

24、步驟2.2，在推導出子模塊gdss1的表達式后，僅通過式(3)難以看出子模塊gdss1的濾波能力，因此對子模塊gdss1的表達形式進行變化：

25、單獨考慮i(t)所包含的h次諧波分量將代入式(3)中得：

26、

27、令ih/(m+1)＝g，則式(4)改寫為：

28、

29、根據(jù)三角函數(shù)和差化積公式：

30、

31、令式(5)改寫為：

32、

33、根據(jù)三角函數(shù)疊加公式對式(7)進行化簡：

34、

35、令c＝cos(α-ma)；d＝sin[(m+1)a]；e＝cos(α-mb)；f＝sin[(m+1)b]；hi＝hs(jn±1)，j為任意自然數(shù)；式(8)進一步簡化為：

36、

37、式中，ih/(m+1)＝g，hi＝hs(jn±1)，j為任意自然數(shù)；

38、步驟2.3，將式(3)變化為式(9)，對子模塊gdss1的濾波能力進行分析：

39、通過式(9)知：當式(9)中的參數(shù)d、參數(shù)f同時為0時，子模塊gdss1對任意h≠hi次的諧波分量將會實現(xiàn)零增益，濾除輸入信號任意h≠hi次的諧波分量；同時由于hi＝hs(jn±1)，hi的取值為需要提取的諧波次數(shù)hs的整數(shù)倍，子模塊gdss1對包括需要提取的諧波次數(shù)hs在內(nèi)的任意h＝hi次的諧波分量實現(xiàn)單位增益以及零相移，即提取出包括需要提取的諧波次數(shù)hs在內(nèi)的任意h＝hi次的諧波分量；

40、步驟2.4，計算子模塊gdss1對輸入信號進行濾波的條件

41、在使用子模塊gdss1對輸入信號中的某一個諧波分量(其對應的諧波次數(shù)為hs)進行提取時，hs的取值是已知的；在h為任意整數(shù)值的情況下，令m和n的取值滿足(m+1)·(h±hs)/(hsn)為整數(shù)，則參數(shù)d和參數(shù)f同時為零；由于m為小于n的整數(shù)，因此，滿足參數(shù)d和參數(shù)f都為零的解是m＝hsn-1；即子模塊gdss1對輸入信號進行濾波的條件為：滿足參數(shù)d和參數(shù)f都為零，滿足該條件的解是m＝hsn-1；

42、步驟2.5，使用子模塊gdss1對負載電流中的基波分量進行提取，此時hs取1，令參數(shù)d和參數(shù)f同時為0，則m＝14和n＝15，子模塊gdss1提取出諧波次數(shù)為hi＝1,14,16,29,31……的諧波分量；其中，hi＝1為所需要提取的基波分量，hi＝14,16,29,31……為不能濾除的相應次數(shù)的諧波分量；將hs＝1、m＝14、n＝15代入式(3)后，即可通過子模塊gdss1濾除除基波分量以外的諧波分量，獲取電網(wǎng)負載電流在αβ坐標系下的α軸的基波電流分量iαfp，實現(xiàn)對基波分量的提?。猾@取基波分量的表達式為：

43、

44、所述子模塊gdss2與子模塊gdss1提取基波分量過程相同，通過子模塊gdss2濾除除基波分量以外的諧波分量，獲取電網(wǎng)負載電流在αβ坐標系下的β軸的基波分量iβfp。

45、從所述式(10)可以看出，子模塊gdss1的最大延遲時間為mt/(hsn)，也就是說gdss1算子的動態(tài)響應時間不會超過一個基波周期(0.02s)。

46、相對于現(xiàn)有技術(shù)，本發(fā)明的有益效果是：

47、1、傳統(tǒng)基于瞬時無功功率理論的ip-iq法需要鎖相環(huán)輸出電壓的相角作用于park變換，因此ip-iq法諧波檢測的性能受鎖相環(huán)影響，在一定程度上降低了系統(tǒng)的準確性。而本發(fā)明提出的省略park變換的無鎖相環(huán)式gdss諧波電流檢測法省去了park變換環(huán)節(jié)，無需鎖相環(huán)結(jié)構(gòu)，在檢測精度上優(yōu)于傳統(tǒng)ip-iq法；

48、2、傳統(tǒng)基于瞬時無功功率理論的ip-iq法使用低通濾波器濾除諧波，低通濾波器的使用對系統(tǒng)起延遲作用，降低檢測的響應速度。而本發(fā)明提出的省略park變換的無鎖相環(huán)式gdss諧波電流檢測法通過構(gòu)造延時消去算子消除諧波，該方法的檢測速度在一個基波周期(0.02s)以內(nèi)，在檢測速度上優(yōu)于傳統(tǒng)ip-iq法；

49、相對于延遲信號消去(delayed?signal?cancellation，dsc)算子，本發(fā)明所提出的gdss模塊是通過代數(shù)遞推的方法得到的。因此，gdss模塊實現(xiàn)諧波消除的原理更為直觀；在實現(xiàn)特定次諧波頻率提取時，本發(fā)明所提出的gdss方法則只需根據(jù)工況和給出的公式簡單的選取gdss模塊參數(shù)即可，降低了濾波結(jié)構(gòu)的設(shè)計難度。

50、3、本發(fā)明提出的省略park變換的無鎖相環(huán)式gdss諧波電流檢測法僅采用gdss模塊對基波電流進行提取并通過運算得到諧波電流，精簡了諧波電流檢測方法的結(jié)構(gòu)，同時具有優(yōu)越的檢測精度與檢測速度，在諧波電流的提取更為準確迅速。

51、4、相對于基于正弦幅值積分器(sai)的諧波提取方法，本發(fā)明所提出的基于gdss的諧波電流提取方法是通過代數(shù)遞推的方法得到的，在提取固定波次時沒有誤差，具有較高的檢測精度。

52、綜上所述，對基波電流進行提取并通過運算得到諧波電流，精簡了諧波電流檢測方法的結(jié)構(gòu)，同時具有優(yōu)越的檢測精度與檢測速度，對諧波電流的提取更為準確迅速；解決了現(xiàn)有ip-iq檢測技術(shù)受鎖相環(huán)性能影響，在復雜工況下檢測精度低、速度慢的技術(shù)問題；本發(fā)明在電網(wǎng)電壓三相不平衡的情況下仍然具有較高的檢測精度和動態(tài)性能。