本發(fā)明涉及從DC功率生成AC功率并且與三相AC系統(tǒng)執(zhí)行系統(tǒng)互連的三相AC電源裝置，并且涉及用于三相AC電源裝置的功率轉(zhuǎn)換裝置。

背景技術(shù)：

例如，由光伏板生成的作為DC電流的功率可經(jīng)由作為功率轉(zhuǎn)換裝置的功率調(diào)節(jié)器與商用AC系統(tǒng)進(jìn)行系統(tǒng)互連?？刹粌H針對(duì)單相AC系統(tǒng)，而且針對(duì)三相AC系統(tǒng)執(zhí)行系統(tǒng)互連(例如，參見(jiàn)專利文獻(xiàn)1(圖2))。

圖23是在執(zhí)行從DC電源到三相AC系統(tǒng)的系統(tǒng)互連的情況下使用的功率轉(zhuǎn)換裝置的電路圖示例。在圖23中，功率轉(zhuǎn)換裝置200基于從作為DC電源的光伏板201接收的DC功率來(lái)生成AC功率，并且將功率供應(yīng)到三相AC系統(tǒng)220。功率轉(zhuǎn)換裝置200包括電容器202、升壓電路203、用于平滑DC母線204的電壓的平滑電路205、三相逆變器電路207、和三對(duì)AC電抗器208至210和電容器211至213。平滑電路205是通過(guò)出于得到耐壓性質(zhì)的目的將兩個(gè)電容器206串聯(lián)連接并且出于得到電容的目的將六組這樣的兩個(gè)電容器206并聯(lián)連接來(lái)形成的。例如，平滑電路的整體電容是幾毫法拉。

在這個(gè)示例中，光伏板201、電容器202和升壓電路203被設(shè)置用于三個(gè)系統(tǒng)，這些系統(tǒng)與DC母線204并聯(lián)連接。例如，如果來(lái)自一個(gè)光伏板201的輸入電壓是DC 200V并且其電流是30A，則可生成各系統(tǒng)的6kW功率和總共18kW的功率。三相AC系統(tǒng)220的線間電壓是400V。

對(duì)于光伏板201的輸出，升壓電路203執(zhí)行最大功率點(diǎn)跟蹤(MPPT)控制，以得到最佳操作點(diǎn)。升壓電路203的輸出被具有大電容的平滑電路205平滑，變成DC母線204的電壓。該電壓經(jīng)受三相逆變器電路207進(jìn)行的切換，由此生成包括高頻分量的三相AC電壓。高頻分量被AC電抗器208至210和電容器211至213去除，由此得到允許系統(tǒng)與三相AC系統(tǒng)220互連的波形。

這里，需要DC母線204的電壓等于或高于AC 400V(有效值)的波峰值即，大約566V，但考慮到一定余量，被設(shè)置成600V。在DC母線204的電壓是600V的情況下，當(dāng)三相逆變器電路207中的開(kāi)關(guān)元件截止時(shí)，由于開(kāi)關(guān)元件的浮動(dòng)電感和電容帶來(lái)的諧振，導(dǎo)致大大超過(guò)600V的電壓被施加到開(kāi)關(guān)元件。因此，為了可靠地防止開(kāi)關(guān)元件被擊穿，例如，需要是DC母線的電壓的兩倍高的1200V的耐壓性質(zhì)。另外，對(duì)于平滑電路205而言，也需要1200V的耐壓性質(zhì)，并且在圖23中的配置中，對(duì)于各電容器而言，需要600V的耐壓性質(zhì)。

引用列表

[專利文獻(xiàn)]

專利文獻(xiàn)1：日本特許專利公開(kāi)No.2012-137830

技術(shù)實(shí)現(xiàn)要素：

[技術(shù)問(wèn)題]

在如上所述的傳統(tǒng)功率轉(zhuǎn)換裝置中，需要轉(zhuǎn)換效率的進(jìn)一步提高。為了提高轉(zhuǎn)換效率，有效的是減少開(kāi)關(guān)損失。通常，DC母線的電壓越高，開(kāi)關(guān)損失等越大。因此，如何減小DC母線的電壓成為問(wèn)題。另外，期望通過(guò)除了減小電壓外的手段來(lái)減少開(kāi)關(guān)損失和其他功率損失。

鑒于以上問(wèn)題，本發(fā)明的主要目的是減少由于用于與三相AC系統(tǒng)的系統(tǒng)互連的功率轉(zhuǎn)換裝置中的轉(zhuǎn)換而導(dǎo)致的功率損失。

[問(wèn)題的解決方案]

本發(fā)明提供了一種將DC功率轉(zhuǎn)換成要供應(yīng)到三相AC系統(tǒng)的AC功率的功率轉(zhuǎn)換裝置，所述DC功率是從彼此獨(dú)立而沒(méi)有共用正端子或負(fù)端子的第一DC電源、第二DC電源和第三DC電源輸入的，所述功率轉(zhuǎn)換裝置包括：第一相轉(zhuǎn)換裝置，其被配置為基于從所述第一DC電源輸入的所述DC功率，經(jīng)由第一電抗器將所述AC功率供應(yīng)到相對(duì)于所述三相AC系統(tǒng)的中性點(diǎn)的第一相；第二相轉(zhuǎn)換裝置，其被配置為基于從所述第二DC電源輸入的所述DC功率，經(jīng)由第二電抗器將所述AC功率供應(yīng)到相對(duì)于所述三相AC系統(tǒng)的中性點(diǎn)的第二相；第三相轉(zhuǎn)換裝置，其被配置為基于從所述第三DC電源輸入的所述DC功率，經(jīng)由第三電抗器將所述AC功率供應(yīng)到相對(duì)于所述三相AC系統(tǒng)的中性點(diǎn)的第三相；以及控制單元，其被配置為控制所述第一相轉(zhuǎn)換裝置、所述第二相轉(zhuǎn)換裝置和所述第三相轉(zhuǎn)換裝置。

所述第一相轉(zhuǎn)換裝置、所述第二相轉(zhuǎn)換裝置和所述第三相轉(zhuǎn)換裝置均包括用于將所述DC功率的DC輸入電壓值升壓的升壓電路和單相逆變器電路。對(duì)于所述第一相轉(zhuǎn)換裝置、所述第二相轉(zhuǎn)換裝置和所述第三相轉(zhuǎn)換裝置中的每個(gè)，當(dāng)通過(guò)將三次諧波疊加在基波上而得到的作為要輸出的AC波形的電壓目標(biāo)值的絕對(duì)值超過(guò)輸入的DC電壓時(shí)，所述控制單元致使所述升壓電路執(zhí)行升壓操作以生成所述電壓目標(biāo)值的絕對(duì)值并且致使所述單相逆變器電路只執(zhí)行必要的極性反轉(zhuǎn)，并且當(dāng)所述電壓目標(biāo)值的絕對(duì)值小于所述輸入的DC電壓時(shí)，所述控制單元停止所述升壓電路的升壓操作并且致使所述單相逆變器電路進(jìn)行操作以生成電壓目標(biāo)值。

另外，本發(fā)明提供了一種連接到三相AC系統(tǒng)的三相AC電源裝置，所述三相AC電源裝置包括：第一DC電源、第二DC電源和第三DC電源，其彼此獨(dú)立而不共用正端子或負(fù)端子；第一相轉(zhuǎn)換裝置，其被配置為基于從所述第一DC電源輸入的DC功率，經(jīng)由第一電抗器將AC功率供應(yīng)到相對(duì)于所述三相AC系統(tǒng)的中性點(diǎn)的第一相；第二相轉(zhuǎn)換裝置，其被配置為基于從所述第二DC電源輸入的DC功率，經(jīng)由第二電抗器將AC功率供應(yīng)到相對(duì)于所述三相AC系統(tǒng)的中性點(diǎn)的第二相；第三相轉(zhuǎn)換裝置，其被配置為基于從所述第三DC電源輸入的DC功率，經(jīng)由第三電抗器將AC功率供應(yīng)到相對(duì)于所述三相AC系統(tǒng)的中性點(diǎn)的第三相；以及控制單元，其被配置為控制所述第一相轉(zhuǎn)換裝置、所述第二相轉(zhuǎn)換裝置和所述第三相轉(zhuǎn)換裝置。

所述第一相轉(zhuǎn)換裝置、所述第二相轉(zhuǎn)換裝置和所述第三相轉(zhuǎn)換裝置均包括用于將所述DC功率的DC輸入電壓值升壓的升壓電路和單相逆變器電路。對(duì)于所述第一相轉(zhuǎn)換裝置、所述第二相轉(zhuǎn)換裝置和所述第三相轉(zhuǎn)換裝置中的每個(gè)，當(dāng)通過(guò)將三次諧波疊加在基波上而得到的作為要輸出的AC波形的電壓目標(biāo)值的絕對(duì)值超過(guò)輸入的DC電壓時(shí)，所述控制單元致使所述升壓電路執(zhí)行升壓操作以生成所述電壓目標(biāo)值的絕對(duì)值并且致使所述單相逆變器電路只執(zhí)行必要的極性反轉(zhuǎn)，并且當(dāng)所述電壓目標(biāo)值的絕對(duì)值小于所述輸入的DC電壓時(shí)，所述控制單元停止所述升壓電路的升壓操作并且致使所述單相逆變器電路進(jìn)行操作以生成所述電壓目標(biāo)值。

[本發(fā)明的有利效果]

本發(fā)明的功率轉(zhuǎn)換裝置和三相AC電源裝置使得能夠減少由于轉(zhuǎn)換導(dǎo)致的功率損失。

附圖說(shuō)明

圖1是示出連接到三相AC系統(tǒng)的三相AC電源裝置的電路圖。

圖2是更詳細(xì)示出圖1中的一個(gè)轉(zhuǎn)換裝置的內(nèi)部電路的示圖。

圖3是控制單元的框圖。

圖4是示出DC輸入電壓檢測(cè)值和升壓電路電流檢測(cè)值的時(shí)間變化的模擬結(jié)果示例的曲線圖。

圖5是示出求平均處理單元對(duì)DC輸入電壓檢測(cè)值進(jìn)行求平均的方式的示圖。

圖6是用于說(shuō)明控制處理單元進(jìn)行的控制處理的控制框圖。

圖7是示出升壓電路和單相逆變器電路的控制處理的流程圖。

圖8是以下的曲線圖：(a)示出在控制處理單元進(jìn)行的反饋控制中計(jì)算的升壓電路電流命令值和按照升壓電路電流命令值執(zhí)行控制時(shí)得到的升壓電路電流檢測(cè)值的模擬結(jié)果示例，和(b)示出在控制處理單元進(jìn)行的反饋控制中計(jì)算的升壓電路電流目標(biāo)值和按照升壓電路電壓目標(biāo)值執(zhí)行控制時(shí)得到的升壓電路電壓檢測(cè)值的模擬結(jié)果示例。

圖9是示出逆變器輸出電壓命令值的示例的示圖。

圖10是以下的曲線圖：(a)示出升壓電路載波和升壓電路參考波之間的比較，和(b)示出通過(guò)升壓電路控制單元生成的用于驅(qū)動(dòng)開(kāi)關(guān)元件Qb的驅(qū)動(dòng)波形。

圖11是以下的曲線圖：(a)示出逆變器電路載波和逆變器電路參考波之間的比較，(b)示出通過(guò)逆變器電路控制單元生成的用于驅(qū)動(dòng)開(kāi)關(guān)元件Q1的驅(qū)動(dòng)波形，和(c)示出通過(guò)逆變器電路控制單元生成的用于驅(qū)動(dòng)開(kāi)關(guān)元件Q3的驅(qū)動(dòng)波形.

圖12是示出用于開(kāi)關(guān)元件的參考波和驅(qū)動(dòng)波形的示例的示圖和從轉(zhuǎn)換裝置輸出的AC功率的電流波形的示例。

圖13是以下的曲線圖：(a)示出從單相逆變器電路輸出的AC電壓、系統(tǒng)相電源和AC電抗器兩端之間電壓的電壓波形，和(b)示出流入AC電抗器中的電流的波形。

圖14是示出生成用于轉(zhuǎn)換裝置中的輸出波形(第一示例)的命令值的方式的曲線圖。

圖15是示出生成用于轉(zhuǎn)換裝置中的輸出波形(第二示例)的命令值的方式的曲線圖。

圖16是示意性示出在要輸出的AC的電壓目標(biāo)值具有圖14中示出的波形的情況下的轉(zhuǎn)換裝置的操作特征的(水平描繪的)波形圖。

圖17是示意性示出在要輸出的AC的電壓目標(biāo)值具有圖14中示出的波形的情況下的轉(zhuǎn)換裝置的操作特征的(垂直描繪的)波形圖。

圖18是以下的波形圖：(a)示出從功率轉(zhuǎn)換裝置輸出的U、V、W的相電壓和(b)示出相對(duì)于三相AC系統(tǒng)的U-V、V-W、W-U的線間電壓。

圖19是示意性示出在要輸出的AC的電壓目標(biāo)值具有圖15中示出的波形的情況下的轉(zhuǎn)換裝置的操作特征的(水平描繪的)波形圖。

圖20是示意性示出在要輸出的AC的電壓目標(biāo)值具有圖15中示出的波形的情況下的轉(zhuǎn)換裝置的操作特征的(垂直描繪的)波形圖。

圖21是以下的波形圖：(a)示出從功率轉(zhuǎn)換裝置輸出的U、V、W的相電壓和(b)示出相對(duì)于三相AC系統(tǒng)3的U-V、V-W、W-U的線間電壓。

圖22是示出使用聚光光伏板的三相AC電源裝置的示意性連接示圖。

圖23是在執(zhí)行從DC電源到三相AC系統(tǒng)的系統(tǒng)互連的情況下使用的傳統(tǒng)功率轉(zhuǎn)換裝置的電路圖示例。

具體實(shí)施方式

[實(shí)施例的概述]

本發(fā)明的實(shí)施例的概述包括至少以下。

(1)這提供了一種將DC功率轉(zhuǎn)換成要供應(yīng)到三相AC系統(tǒng)的AC功率的功率轉(zhuǎn)換裝置，DC功率是從彼此獨(dú)立而沒(méi)有共用正端子或負(fù)端子的第一DC電源、第二DC電源和第三DC電源輸入的，所述功率轉(zhuǎn)換裝置包括：第一相轉(zhuǎn)換裝置，其被配置為基于從第一DC電源輸入的DC功率，經(jīng)由第一電抗器將AC功率供應(yīng)到相對(duì)于三相AC系統(tǒng)的中性點(diǎn)的第一相；第二相轉(zhuǎn)換裝置，其被配置為基于從第二DC電源輸入的DC功率，經(jīng)由第二電抗器將AC功率供應(yīng)到相對(duì)于三相AC系統(tǒng)的中性點(diǎn)的第二相；第三相轉(zhuǎn)換裝置，其被配置為基于從第三DC電源輸入的DC功率，經(jīng)由第三電抗器將AC功率供應(yīng)到相對(duì)于三相AC系統(tǒng)的中性點(diǎn)的第三相；以及控制單元，其被配置為控制第一相轉(zhuǎn)換裝置、第二相轉(zhuǎn)換裝置和第三相轉(zhuǎn)換裝置。

第一相轉(zhuǎn)換裝置、第二相轉(zhuǎn)換裝置和第三相轉(zhuǎn)換裝置均包括用于將DC功率的DC輸入電壓值升壓的升壓電路和單相逆變器電路。對(duì)于第一相轉(zhuǎn)換裝置、第二相轉(zhuǎn)換裝置和第三相轉(zhuǎn)換裝置中的每個(gè)，當(dāng)通過(guò)將三次諧波疊加在基波上而得到的作為要輸出的AC波形的電壓目標(biāo)值的絕對(duì)值超過(guò)輸入的DC電壓時(shí)，控制單元致使升壓電路執(zhí)行升壓操作以生成電壓目標(biāo)值的絕對(duì)值并且致使單相逆變器電路只執(zhí)行必要的極性反轉(zhuǎn)，并且當(dāng)電壓目標(biāo)值的絕對(duì)值小于輸入的DC電壓時(shí)，控制單元停止升壓電路的升壓操作并且致使單相逆變器電路進(jìn)行操作以生成電壓目標(biāo)值。

在如上所述配置的功率轉(zhuǎn)換裝置中，由于(第一、第二、第三)轉(zhuǎn)換裝置被設(shè)置用于相應(yīng)的相并且被配置為輸出相電壓，因此各轉(zhuǎn)換裝置應(yīng)該輸出的電壓V_AC(有效值)是三相AC系統(tǒng)的系統(tǒng)電壓的各轉(zhuǎn)換裝置執(zhí)行以下操作。

(i)當(dāng)電壓目標(biāo)值的絕對(duì)值超過(guò)輸入的DC電壓時(shí)，

所述升壓電路執(zhí)行操作，并且

所述單相逆變器電路停止高頻切換并且只執(zhí)行必要的極性反轉(zhuǎn)。

(ii)當(dāng)電壓目標(biāo)值的瞬時(shí)值的絕對(duì)值小于輸入的DC電壓時(shí)，

所述升壓電路停止(在圖2中，Qa導(dǎo)通，Qb截止)，以及

所述單相逆變器電路執(zhí)行操作。

也就是說(shuō)，升壓電路和單相逆變器電路交替地執(zhí)行高頻切換，使得當(dāng)其中一個(gè)執(zhí)行高頻切換時(shí)，另一個(gè)停止高頻切換。在這種情況下，DC母線的電壓的峰值V_B只需要是電壓V_AC的波峰值，即，

結(jié)果，相比于通過(guò)單個(gè)三相逆變器供應(yīng)系統(tǒng)電壓(線間電壓)的情況，DC母線的電壓減小。另外，由于通過(guò)疊加三次諧波來(lái)減小波峰值的效果，DC母線的電壓進(jìn)一步減小。

DC母線的電壓減小提供了以下優(yōu)點(diǎn)。

(a)開(kāi)關(guān)元件中的開(kāi)關(guān)損失減小。

(b)(DC、AC(第一、第二、第三))電抗器中的鐵損減少。

(c)對(duì)于連接到DC母線的開(kāi)關(guān)元件和平滑電容器，可甚至使用具有低耐壓性質(zhì)的開(kāi)關(guān)元件和平滑電容器。由于具有低耐壓性質(zhì)的開(kāi)關(guān)元件具有較低的導(dǎo)通電阻，因此導(dǎo)通損失可減小。

以上(i)和(ii)中的交替操作提供了以下優(yōu)點(diǎn)。

(d)開(kāi)關(guān)元件執(zhí)行切換的次數(shù)整體減少，因此，開(kāi)關(guān)損失大大減小。

(e)(DC、AC)電抗器中的鐵損減少。

(f)不需要電容器具有平滑是系統(tǒng)頻率三倍高的低頻AC分量的功能，因此可使用具有低電容的電容器。

(2)在(1)的功率轉(zhuǎn)換裝置中，優(yōu)選地，控制單元基于DC功率的輸入功率值和三相AC系統(tǒng)的各相的電壓值來(lái)計(jì)算輸出電流目標(biāo)值，并且基于輸出電流目標(biāo)值來(lái)計(jì)算單相逆變器電路的電流目標(biāo)值和電壓目標(biāo)值，以控制單相逆變器電路；還基于DC輸入電壓值以及所述單相逆變器電路的電流目標(biāo)值和電壓目標(biāo)值來(lái)計(jì)算所述升壓電路的電流目標(biāo)值，以控制升壓電路；由此控制AC功率的輸出。

在以上(2)的情況下，功率轉(zhuǎn)換裝置可基于單相逆變器電路的電流目標(biāo)值和電壓目標(biāo)值，恒定地向各電抗器提供輸出?？刂茊卧诓恢苯右蕾嚾郃C系統(tǒng)的電壓值的情況下確定功率轉(zhuǎn)換裝置側(cè)的目標(biāo)值，并且可基于目標(biāo)值，致使升壓電路和單相逆變器電路執(zhí)行所期望的操作。因此，控制單元可控制各轉(zhuǎn)換裝置，以輸出電壓相位領(lǐng)先于三相AC系統(tǒng)的相電壓的電壓相位幾度的AC功率。

也就是說(shuō)，由于致使從各轉(zhuǎn)換裝置輸出的AC功率的電壓相位領(lǐng)先于三相AC系統(tǒng)的電壓相位幾度，因此可致使各(第一、第二、第三)電抗器的兩端之間的電壓的相位領(lǐng)先于三相AC系統(tǒng)的電壓相位幾乎90度。由于各電抗器的電流相位落后于其電壓相位90度，因此通過(guò)電抗器輸出的AC功率的電流相位幾乎與三相AC系統(tǒng)的相電壓的相位同步。

結(jié)果，可輸出與三相AC系統(tǒng)的各相電壓具有幾乎相同電流相位的AC功率，由此可抑制AC功率的功率因子減小。

例如，以上(2)的功率轉(zhuǎn)換裝置可具有在以下(3)至(10)中闡明的特定特征。

(3)例如，在以上(2)的功率轉(zhuǎn)換裝置中，可在升壓電路和單相逆變器電路之間設(shè)置平滑電容器，并且可基于DC輸入電壓值和通過(guò)將經(jīng)過(guò)平滑電容器的無(wú)功功率加到基于單相逆變器電路的電流目標(biāo)值和電壓目標(biāo)值的功率目標(biāo)值而得到的值，計(jì)算升壓電路的電流目標(biāo)值。

在這種情況下，可以在考慮到單相逆變器電路的無(wú)功功率以及功率目標(biāo)值的情況下，更準(zhǔn)確地確定升壓電路的電流目標(biāo)值。

(4)在以上(2)的功率轉(zhuǎn)換裝置中，可在升壓電路和單相逆變器電路之間設(shè)置平滑電容器，并且可基于DC輸入電壓值和通過(guò)將經(jīng)過(guò)平滑電容器的無(wú)功功率和功率轉(zhuǎn)換裝置中的功率損失加到基于單相逆變器電路的電流目標(biāo)值和電壓目標(biāo)值的功率目標(biāo)值而得到的值，計(jì)算升壓電路的電流目標(biāo)值。

在這種情況下，可以在考慮到無(wú)功功率和功率損失以及針對(duì)逆變器電路的功率目標(biāo)值的情況下，更嚴(yán)格地確定升壓電路的電流目標(biāo)值。

(5)在以上(2)的功率轉(zhuǎn)換裝置中，例如，可在第一電抗器、第二電抗器和第三電抗器中的每個(gè)的后一級(jí)處，設(shè)置輸出平滑電容器，并且在輸出電流目標(biāo)值是Ia*，升壓電路的電流目標(biāo)值是Iin*，單相逆變器電路的電流目標(biāo)值和電壓目標(biāo)值分別是Iinv*和Vinv*，輸出平滑電容器的靜電電容是Ca，三相AC系統(tǒng)的各相的電壓值是Va，并且DC輸入電壓值是Vg的情況下，可滿足以下表達(dá)式：

Iin*＝(Iinv*×Vinv*)/Vg

Iinv*＝Ia*+Ca×(d Va/dt)。

在這種情況下，可以在考慮到流過(guò)輸出平滑電容器的電流的情況下，確定單相逆變器電路的電流目標(biāo)值和升壓電路的電流目標(biāo)值。

(6)在以上(2)的功率轉(zhuǎn)換裝置中，例如，可在第一電抗器、第二電抗器和第三電抗器中的每個(gè)的后一級(jí)處，設(shè)置輸出平滑電容器，并且在輸出電流目標(biāo)值是Ia*，升壓電路的電流目標(biāo)值是Iin*，單相逆變器電路的電流目標(biāo)值和電壓目標(biāo)值分別是Iinv*和Vinv*，三相AC系統(tǒng)的各相的電壓值是Va，DC輸入電壓值是Vg，并且流過(guò)輸出平滑電容器的電流是Ica的情況下，可滿足以下表達(dá)式：

Iin*＝(Iinv*×Vinv*)/Vg

Iinv*＝Ia*+Ica。

在這種情況下，可以在考慮到流過(guò)輸出平滑電容器的電流的情況下，確定單相逆變器電路的電流目標(biāo)值和升壓電路的電流目標(biāo)值。

(7)在以上(3)的功率轉(zhuǎn)換裝置中，例如，在升壓電路的電流目標(biāo)值是Iin*，單相逆變器電路的電流目標(biāo)值和電壓目標(biāo)值分別是Iinv*和Vinv*，平滑電容器的靜電電容是C，升壓電路的電壓目標(biāo)值是Vo*，并且DC輸入電壓值是Vg的情況下，可滿足以下表達(dá)式：

Iin*＝{(Iinv*×Vinv*)+C×(d Vo*/dt)×Vo*}/Vg。

(8)在以上(3)的功率轉(zhuǎn)換裝置中，例如，在升壓電路的電流目標(biāo)值是Iin*，單相逆變器電路的電流目標(biāo)值和電壓目標(biāo)值分別是Iinv*和Vinv*，升壓電路的電壓目標(biāo)值是Vo*，DC輸入電壓值是Vg并且流過(guò)平滑電容器的電流是Ic的情況下，可滿足以下表達(dá)式：

Iin*＝{(Iinv*×Vinv*)+Ic×Vo*}/Vg。

(9)在以上(4)的功率轉(zhuǎn)換裝置中，例如，在升壓電路的電流目標(biāo)值是Iin*，單相逆變器電路的電流目標(biāo)值和電壓目標(biāo)值分別是Iinv*和Vinv*，平滑電容器的靜電電容是C，升壓電路的電壓目標(biāo)值是Vo*，DC輸入電壓值是Vg并且功率轉(zhuǎn)換裝置中的功率損失是P_LOSS的情況下，可滿足以下表達(dá)式：

Iin*＝{(Iinv*×Vinv*)+C×(d Vo*/dt)×Vo*+P_LOSS}/Vg。

(10)在以上(4)的功率轉(zhuǎn)換裝置中，例如，在升壓電路的電流目標(biāo)值是Iin*，單相逆變器電路的電流目標(biāo)值和電壓目標(biāo)值分別是Iinv*和Vinv*，升壓電路的電壓目標(biāo)值是Vo*，DC輸入電壓值是Vg，流過(guò)平滑電容器的電流是Ic，并且功率轉(zhuǎn)換裝置中的功率損失是P_LOSS的情況下，可滿足以下表達(dá)式：

Iin*＝{(Iinv*×Vinv*)+Ic×Vo*+P_LOSS}/Vg。

(11)在以上(5)至(10)中的任一項(xiàng)所述的功率轉(zhuǎn)換裝置中，所述控制單元可通過(guò)以下表達(dá)式來(lái)計(jì)算單相逆變器電路的電壓目標(biāo)值Vinv*作為升壓電路的電壓目標(biāo)值：

Vinv*＝Va+La(d Iinv*/dt)。

這里，La是對(duì)于第一電抗器、第二電抗器和第三電抗器而言共同的電感。

在這種情況下，由于升壓電路和單相逆變器電路二者基于通過(guò)控制單元設(shè)置的電流目標(biāo)值Iinv*進(jìn)行操作，因此即使執(zhí)行操作以交替切換這兩個(gè)電路之間的高頻切換時(shí)間段，也可抑制發(fā)生從各轉(zhuǎn)換裝置輸出的AC電流的相位偏離或失真。

(12)在以上(1)至(11)中的任一項(xiàng)所述的功率轉(zhuǎn)換裝置中，可從三相AC系統(tǒng)接收功率并且可將DC功率輸出到第一DC電源、第二DC電源和第三DC電源。也就是說(shuō)，如果單相逆變器電路的電流目標(biāo)值(Iinv*)的相位和電壓目標(biāo)值(Vinv*)的相位彼此偏移180度，則還可以通過(guò)對(duì)電流目標(biāo)值(Iinv*)進(jìn)行相同控制，在從三相AC系統(tǒng)到各DC電源的反轉(zhuǎn)方向上執(zhí)行輸出。

(13)在另一個(gè)方面，這提供了一種連接到三相AC系統(tǒng)的三相AC電源裝置，所述三相AC電源裝置包括：第一DC電源、第二DC電源和第三DC電源，其彼此獨(dú)立而不共用正端子或負(fù)端子；第一相轉(zhuǎn)換裝置，其被配置為基于從第一DC電源輸入的DC功率，經(jīng)由第一電抗器將AC功率供應(yīng)到相對(duì)于三相AC系統(tǒng)的中性點(diǎn)的第一相；第二相轉(zhuǎn)換裝置，其被配置為基于從第二DC電源輸入的DC功率，經(jīng)由第二電抗器將AC功率供應(yīng)到相對(duì)于三相AC系統(tǒng)的中性點(diǎn)的第二相；第三相轉(zhuǎn)換裝置，其被配置為基于從第三DC電源輸入的DC功率，經(jīng)由第三電抗器將AC功率供應(yīng)到相對(duì)于三相AC系統(tǒng)的中性點(diǎn)的第三相；以及控制單元，其被配置為控制第一相轉(zhuǎn)換裝置、第二相轉(zhuǎn)換裝置和第三相轉(zhuǎn)換裝置。

第一相轉(zhuǎn)換裝置、第二相轉(zhuǎn)換裝置和第三相轉(zhuǎn)換裝置均包括用于將DC功率的DC輸入電壓值升壓的升壓電路和單相逆變器電路。對(duì)于第一相轉(zhuǎn)換裝置、第二相轉(zhuǎn)換裝置和第三相轉(zhuǎn)換裝置中的每個(gè)，當(dāng)通過(guò)將三次諧波疊加在基波上而得到的作為要輸出的AC波形的電壓目標(biāo)值的絕對(duì)值超過(guò)輸入的DC電壓時(shí)，控制單元致使升壓電路執(zhí)行升壓操作以生成電壓目標(biāo)值的絕對(duì)值并且致使單相逆變器電路只執(zhí)行必要的極性反轉(zhuǎn)，并且當(dāng)電壓目標(biāo)值的絕對(duì)值小于輸入的DC電壓時(shí)，控制單元停止升壓電路的升壓操作并且致使單相逆變器電路進(jìn)行操作以生成電壓目標(biāo)值。

以上的三相AC電源裝置提供了與(1)的功率轉(zhuǎn)換裝置的效果相同的效果。

(14)在(13)的三相AC電源裝置中，第一DC電源、第二DC電源和第三DC電源中的每個(gè)可以是被配置為進(jìn)行操作以跟蹤太陽(yáng)的聚光光伏板。

在這種情況下，可以在抑制功率損失的同時(shí)，在白天期間，用高輸出執(zhí)行相對(duì)穩(wěn)定的發(fā)電。

[實(shí)施例的細(xì)節(jié)]

下文中，將參照附圖更詳細(xì)地描述本發(fā)明的實(shí)施例。

<<作為三相AC電源裝置的配置>>

圖1是示出連接到三相AC系統(tǒng)3的三相AC電源裝置100的電路圖。三相AC電源裝置100包括功率轉(zhuǎn)換裝置1P和例如作為DC電源(第一DC電源、第二DC電源和第三DC電源)的三個(gè)光伏板2。這三個(gè)光伏板2成彼此獨(dú)立而沒(méi)有共用正端子或負(fù)端子這樣的關(guān)系。

功率轉(zhuǎn)換裝置1P由針對(duì)三相AC的相應(yīng)的相設(shè)置的三個(gè)轉(zhuǎn)換裝置(第一相轉(zhuǎn)換裝置、第二相轉(zhuǎn)換裝置、第三相轉(zhuǎn)換裝置)1構(gòu)成。轉(zhuǎn)換裝置1將從光伏板2輸入的DC功率轉(zhuǎn)換成AC功率，并且將AC功率供應(yīng)到三相AC系統(tǒng)3。這三個(gè)轉(zhuǎn)換裝置1將具有相應(yīng)相電壓的AC功率供應(yīng)到相對(duì)于三相AC系統(tǒng)的中性點(diǎn)N的相應(yīng)的相3p(第一相u、第二相v、第三相w)。

在三相AC系統(tǒng)3的線間電壓是400V的情況下，相電壓是大約輸出相電壓的各轉(zhuǎn)換裝置1需要大約327V作為DC母線L_B的電壓。這意味著，相比于通過(guò)單個(gè)三相逆變器供應(yīng)三相AC系統(tǒng)3的線間電壓(400V)的情況，DC母線L_B的電壓減小(566V→327V)。因此，開(kāi)關(guān)元件和其他電子裝置的耐壓性質(zhì)不需要1200V，僅僅大約600V就足夠。

<<轉(zhuǎn)換裝置>>

圖2是更詳細(xì)示出圖1中的一個(gè)轉(zhuǎn)換裝置的內(nèi)部電路的示圖。在圖2中，作為DC電源的光伏板2連接到轉(zhuǎn)換裝置1的輸入端，并且系統(tǒng)相電源3p(三相AC的相電壓)連接到轉(zhuǎn)換裝置1的輸出端。轉(zhuǎn)換裝置1執(zhí)行系統(tǒng)互連操作，以將通過(guò)光伏板2生成的DC功率轉(zhuǎn)換成AC功率并且將AC功率輸出至系統(tǒng)相電源3p。

轉(zhuǎn)換裝置1包括：升壓電路10，其接收從光伏板2輸出的DC功率；以及單相逆變器電路11，其將升壓電路10提供的功率轉(zhuǎn)換成AC功率，并且將AC功率輸出到系統(tǒng)相電源3p。升壓電路10和單相逆變器電路11受控制單元12控制?？刂茊卧?2可控制三個(gè)轉(zhuǎn)換裝置1中的任一個(gè)。

升壓電路10包括DC電抗器15和開(kāi)關(guān)元件Qa和Qb，開(kāi)關(guān)元件Qa和Qb由例如FET(場(chǎng)效應(yīng)晶體管)構(gòu)成，以形成升壓斬波電路。

在升壓電路10的輸入側(cè)，設(shè)置第一電壓傳感器17、第一電流傳感器18和用于平滑的電容器26。

第一電壓傳感器17檢測(cè)從光伏板2輸出的并隨后輸入到升壓電路10的DC功率的DC輸入電壓檢測(cè)值Vg(DC輸入電壓值)并且將DC輸入電壓檢測(cè)值Vg輸出到控制單元12。第一電流傳感器18檢測(cè)流入DC電抗器15中的電流的升壓電路電流檢測(cè)值Iin(DC輸入電流值)，并且將升壓電路電流檢測(cè)值Iin輸出到控制單元12。為了檢測(cè)DC輸入電流檢測(cè)值Ig，還可在電容器26的前一級(jí)處設(shè)置電流傳感器。

控制單元12具有用DC輸入電壓檢測(cè)值Vg和升壓電路電流檢測(cè)值Iin計(jì)算輸入功率Pin并且針對(duì)光伏板2執(zhí)行最大功率點(diǎn)跟蹤(MPPT)控制的功能。

在升壓操作期間，通過(guò)高頻PWM控制，交替地導(dǎo)通升壓電路10的開(kāi)關(guān)元件Qa和Qb。當(dāng)升壓操作停止時(shí)，開(kāi)關(guān)元件Qa導(dǎo)通而開(kāi)關(guān)元件Qb截止。從升壓電路10正在操作還是停止的角度來(lái)看，如隨后描述的，執(zhí)行控制，使得在升壓電路10和單相逆變器電路11之間交替地切換執(zhí)行高頻切換操作的時(shí)間段。因此，在升壓電路10正在執(zhí)行切換操作的時(shí)間段期間，升壓電路10將具有升壓后的電壓的功率輸出到單相逆變器電路11，并且在切換操作停止的時(shí)間段期間，升壓電路10將從光伏板2輸出并隨后輸入升壓電路10的DC功率輸出到單相逆變器電路11，而沒(méi)有將DC功率的電壓升壓。

用于平滑的電容器19(平滑電容器)連接在升壓電路10和單相逆變器電路11之間。

單相逆變器電路11包括均由例如IGBT(絕緣柵型雙極性晶體管)構(gòu)成的開(kāi)關(guān)元件Q1至Q4。開(kāi)關(guān)元件Q1至Q4形成全橋電路。

開(kāi)關(guān)元件Q1至Q4連接到控制單元12，并且可由控制單元12控制。控制單元12對(duì)開(kāi)關(guān)元件Q1至Q4的操作執(zhí)行PWM控制。由此，單相逆變器電路11將升壓電路10提供的功率轉(zhuǎn)換成AC功率。

轉(zhuǎn)換裝置1包括在單相逆變器電路11和系統(tǒng)相電源3p之間的濾波器電路21。

濾波器電路21由AC電抗器22和設(shè)置在AC電抗器22后一級(jí)處的電容器23(輸出平滑電容器)構(gòu)成。濾波器電路21具有去除從單相逆變器電路11輸出的AC功率中包含的高頻分量的功能。已經(jīng)被濾波器電路21從中去除高頻分量的AC功率被提供到系統(tǒng)相電源3p。

因此，升壓電路10和單相逆變器電路11將從光伏板2輸出的DC功率轉(zhuǎn)換成AC功率并且經(jīng)由濾波器電路21將轉(zhuǎn)換后的AC功率輸出到系統(tǒng)相電源3p。

第二電流傳感器24連接到濾波器電路21，第二電流傳感器24用于檢測(cè)作為單相逆變器電路11的輸出的電流值的逆變器電流檢測(cè)值Iinv(流入AC電抗器22中的電流)。第二電壓傳感器25連接在濾波器電路21和系統(tǒng)相電源3p之間，第二電壓傳感器25用于檢測(cè)系統(tǒng)相電源3p側(cè)的電壓值(系統(tǒng)電壓檢測(cè)值Va)。

第二電流傳感器24和第二電壓傳感器25分別將檢測(cè)到的逆變器電流檢測(cè)值Iinv和檢測(cè)到的系統(tǒng)電壓檢測(cè)值Va(AC系統(tǒng)的電壓值)輸出到控制單元12。雖然第二電流傳感器24設(shè)置在圖2中的電容器23的前一級(jí)處，但第二電流傳感器24可設(shè)置在電容器23的后一級(jí)處。

控制單元12基于系統(tǒng)電壓檢測(cè)值Va、逆變器電流檢測(cè)值Iinv、DC輸入電壓檢測(cè)值Vg和升壓電路電流檢測(cè)值Iin來(lái)控制升壓電路10和單相逆變器電路11。

如上所述，在圖1中的電路配置中，相比于通過(guò)單個(gè)三相逆變器供應(yīng)系統(tǒng)電壓(線間電壓)的情況，DC母線L_B的電壓減小。由于DC母線L_B的電壓減小，開(kāi)關(guān)元件Q1至Q4和Qa中的開(kāi)關(guān)損失減少。另外，轉(zhuǎn)換裝置1的電抗器(DC電抗器15、AC電抗器22)中的鐵損減少。另外，對(duì)于連接到DC母線L_B的開(kāi)關(guān)元件Q1至Q4、Qa和Qb以及平滑電容器19，可使用甚至具有低耐壓性質(zhì)的那些。由于具有較低耐壓性質(zhì)的開(kāi)關(guān)元件具有較低的導(dǎo)通電阻，因此導(dǎo)通損失可減小。

(波形的第一示例)

圖14是示出生成用于轉(zhuǎn)換裝置1中的輸出波形(第一示例)的命令值的方式的曲線圖。水平軸指示時(shí)間并且垂直軸指示電壓。通過(guò)使用如(a)中所示的具有327V的波峰值和商用頻率(50Hz，0.02秒/周期)的正弦波作為基波并且將頻率是基波頻率三倍高的三次諧波疊加到基波上，得到命令值的波形。三次諧波的幅度是例如基波的幅度的10％。通過(guò)疊加這兩個(gè)波形，得到如(b)中所示的包含三次諧波的AC波形。這個(gè)AC波的峰值(波峰值)由于其波形，變成低于(a)中所示的基波的峰值，即，變成也就是說(shuō)，由于通過(guò)疊加三次諧波來(lái)減小波峰值的效果，DC母線的電壓進(jìn)一步減小?？墒褂么薃C波形作為轉(zhuǎn)換裝置1將輸出的AC的電壓目標(biāo)值。

(波形的第二示例)

圖15是示出生成用于轉(zhuǎn)換裝置1中的輸出波形(第二示例)的命令值的方式的曲線圖。水平軸指示時(shí)間并且垂直軸指示電壓。通過(guò)使用如(a)中所示的具有327V的波峰值和商用頻率(50Hz，0.02秒/周期)的正弦波作為基波并且將頻率是基波頻率三倍高的三次諧波疊加到基波上，得到命令值的波形。三次諧波的幅度是例如基波的幅度的20％。通過(guò)疊加這兩個(gè)波形，得到如(b)中所示的包含三次諧波的AC波形。這個(gè)AC波的峰值(波峰值)由于其波形，變成低于(a)中所示的基波的峰值，即，變成也就是說(shuō)，由于通過(guò)疊加三次諧波來(lái)減小波峰值的效果，DC母線的電壓進(jìn)一步減小?？墒褂么薃C波形作為轉(zhuǎn)換裝置1將輸出的AC的電壓目標(biāo)值。

<<功率轉(zhuǎn)換裝置中的最小調(diào)制方法>>

(波形的第一示例)

接下來(lái)，圖16和圖17是示意性示出在要輸出的AC的電壓目標(biāo)值具有圖14中示出的波形的情況下的轉(zhuǎn)換裝置1的操作的特征的波形圖。圖16和圖17示出相同內(nèi)容，其中，圖16以可視方式特別示出DC輸入與AC輸出的幅度關(guān)系，圖17以可視方式特別示出控制的時(shí)序。圖16中的上級(jí)和圖17中的左列示出指示沒(méi)有使用最小調(diào)制方法的傳統(tǒng)轉(zhuǎn)換裝置的操作的波形圖，以便進(jìn)行比較。圖16中的下級(jí)和圖17中的右列示出指示使用最小調(diào)制方法的轉(zhuǎn)換裝置1(圖2)的操作的波形圖。

首先，在圖16中的上級(jí)(或圖17中的左列)中，在傳統(tǒng)轉(zhuǎn)換裝置中，響應(yīng)于DC輸入V_DC的升壓電路的輸出(在圖2中，在開(kāi)關(guān)元件Qa和Qb和DC電抗器15之中的互連點(diǎn)處引起的電壓)是具有比V_DC高的值并且以規(guī)則間隔布置的脈沖序列。在附圖中，為了方便的緣故，用細(xì)豎條紋代表脈沖序列(此后同樣如此)。該輸出被平滑，以作為DC母線L_B上的電壓V_B出現(xiàn)。另一方面，單相逆變器電路在每半個(gè)周期將極性反轉(zhuǎn)的同時(shí)，在PWM控制下執(zhí)行切換。結(jié)果，通過(guò)濾波器電路經(jīng)由平滑得到作為AC輸出的正弦AC電壓V_AC。

接下來(lái)，在圖16中的下級(jí)進(jìn)行的最小調(diào)制方法中，圖2中的升壓電路10和單相逆變器電路11按照具有AC波形的電壓目標(biāo)值V_AC的絕對(duì)值和DC輸入V_DC之間的比較結(jié)果進(jìn)行操作。也就是說(shuō)，當(dāng)電壓目標(biāo)值的絕對(duì)值滿足V_AC<V_DC(或V_AC≤V_DC)時(shí)，升壓電路10停止(附圖中的“ST”)，并且當(dāng)電壓目標(biāo)值的絕對(duì)值滿足V_AC≥V_DC(或V_AC>V_DC)時(shí)，升壓電路10執(zhí)行升壓操作(附圖中的“OP”)，以輸出電壓目標(biāo)值的絕對(duì)值。升壓電路10的輸出的高頻分量被電容器19(圖2)平滑，并且所得輸出作為DC母線L_B上示出的電壓V_B出現(xiàn)。

另一方面，至于單相逆變器電路11，按照電壓目標(biāo)值V_AC的絕對(duì)值和DC輸入V_DC之間的比較結(jié)果，當(dāng)滿足V_AC<V_DC(或V_AC≤V_DC)時(shí)，執(zhí)行高頻切換(附圖中的“OP”)，并且當(dāng)滿足V_AC≥V_DC(或V_AC>V_DC)時(shí)，高頻切換停止(附圖中的“ST”)。當(dāng)單相逆變器電路11停止高頻切換時(shí)，單相逆變器電路11選擇開(kāi)關(guān)元件Q1和Q4導(dǎo)通而開(kāi)關(guān)元件Q2和Q3截止的狀態(tài)，或開(kāi)關(guān)元件Q1和Q4截止而開(kāi)關(guān)元件Q2和Q3導(dǎo)通的狀態(tài)，由此僅僅執(zhí)行必要的極性反轉(zhuǎn)。單相逆變器電路11的輸出被濾波器電路21平滑，由此得到所期望的AC輸出。

這里，如圖17中的右列中所示，升壓電路10和單相逆變器電路11交替地執(zhí)行高頻切換。當(dāng)升壓電路10執(zhí)行升壓操作時(shí)，單相逆變器電路11停止高頻切換，只執(zhí)行針對(duì)DC母線L_B的電壓的必要極性反轉(zhuǎn)。另一方面，當(dāng)單相逆變器電路11執(zhí)行高頻切換操作時(shí)，升壓電路10停止，以允許電路徑L_in(圖2)上的電壓原樣地通過(guò)。

通過(guò)升壓電路10和單相逆變器電路11如上所述地交替執(zhí)行高頻切換操作，開(kāi)關(guān)元件Q1至Q4、Qa和Qb執(zhí)行切換的次數(shù)整體減少，因此，開(kāi)關(guān)損失大幅減少。雖然高頻切換的頻率是例如20kHz，但單相逆變器電路11進(jìn)行的極性反轉(zhuǎn)的切換頻率是100Hz或120Hz，是商用頻率的兩倍高。也就是說(shuō)，相比于高頻切換的頻率，極性反轉(zhuǎn)的頻率非常低，因此切換損失也小。

另外，通過(guò)升壓電路10和單相逆變器電路11交替執(zhí)行高頻切換操作，電抗器(DC電抗器15、AC電抗器22)中的鐵損減少。

另外，由于通過(guò)疊加三次諧波來(lái)減小波峰值(327V→283V)的效果，DC母線的電壓進(jìn)一步減小。這樣進(jìn)一步有助于開(kāi)關(guān)損失的減少和電抗器中的鐵損的減少。

另外，電容器19只需要平滑切換的高頻分量。因此，電容器19不需要具有平滑是系統(tǒng)頻率三倍高的低頻AC分量的功能。因此，可使用具有低電容(例如，10μF或22μF)的電容器。

圖18是以下的波形圖：(a)示出從功率轉(zhuǎn)換裝置1P輸出的U、V、W的相電壓和(b)示出相對(duì)于三相AC系統(tǒng)3的U-V、V-W、W-U的線間電壓。

控制單元3針對(duì)各相控制轉(zhuǎn)換裝置1，使得從其輸出的AC波形的相位彼此移位(2/3)π。即使各相電壓包含三次諧波，在線間電壓中也抵消了三次諧波，因此具有彼此移位(2/3)π并且獲得具有的波峰值的三相線間電壓，如正常正弦波的相電壓的情況一樣。

(波形的第二示例)

類似地，圖19和圖20是示意性示出在要輸出的AC的電壓目標(biāo)值具有圖15中示出的波形的情況下的轉(zhuǎn)換裝置1的操作的特征的波形圖。圖19和圖20示出相同內(nèi)容，其中，圖19以可視方式特別示出DC輸入與AC輸出的幅度關(guān)系，圖20以可視方式特別示出控制的時(shí)序。圖19中的上級(jí)和圖20中的左列示出指示沒(méi)有使用最小調(diào)制方法的傳統(tǒng)轉(zhuǎn)換裝置的操作的波形圖，以便進(jìn)行比較。圖19中的下級(jí)和圖20中的右列示出指示使用最小調(diào)制方法的轉(zhuǎn)換裝置1(圖2)的操作的波形圖。

已經(jīng)參照?qǐng)D16和圖17描述了圖19中的上級(jí)或圖20中的左列示出的傳統(tǒng)轉(zhuǎn)換裝置的操作，因此這里省略對(duì)其的描述。

在圖19中的下級(jí)進(jìn)行的最小調(diào)制方法中，圖2中的升壓電路10和單相逆變器電路11按照具有AC波形的電壓目標(biāo)值V_AC的絕對(duì)值和DC輸入V_DC之間的比較結(jié)果進(jìn)行操作。也就是說(shuō)，當(dāng)電壓目標(biāo)值的絕對(duì)值滿足V_AC<V_DC(或V_AC≤V_DC)時(shí)，升壓電路10停止(附圖中的“ST”)，并且當(dāng)電壓目標(biāo)值的絕對(duì)值滿足V_AC≥V_DC(或V_AC>V_DC)時(shí)，升壓電路10執(zhí)行升壓操作(附圖中的“OP”)，以輸出電壓目標(biāo)值的絕對(duì)值。升壓電路10的輸出的高頻分量被電容器19(圖2)平滑，并且所得輸出作為DC母線L_B上示出的電壓V_B出現(xiàn)。

另一方面，至于單相逆變器電路11，按照電壓目標(biāo)值V_AC的絕對(duì)值和DC輸入V_DC之間的比較結(jié)果，當(dāng)滿足V_AC<V_DC(或V_AC≤V_DC)時(shí)，執(zhí)行高頻切換(附圖中的“OP”)，并且當(dāng)滿足V_AC≥V_DC(或V_AC>V_DC)時(shí)，高頻切換停止(附圖中的“ST”)。當(dāng)單相逆變器電路11停止高頻切換時(shí)，單相逆變器電路11選擇開(kāi)關(guān)元件Q1和Q4導(dǎo)通而開(kāi)關(guān)元件Q2和Q3截止的狀態(tài)，或開(kāi)關(guān)元件Q1和Q4截止而開(kāi)關(guān)元件Q2和Q3導(dǎo)通的狀態(tài)，由此僅僅執(zhí)行必要的極性反轉(zhuǎn)。單相逆變器電路11的輸出被濾波器電路21平滑，由此得到所期望的AC輸出。

這里，如圖20中的右列中所示，升壓電路10和單相逆變器電路11交替地執(zhí)行高頻切換。當(dāng)升壓電路10執(zhí)行升壓操作時(shí)，單相逆變器電路11停止高頻切換并且只執(zhí)行針對(duì)DC母線L_B的電壓的必要極性反轉(zhuǎn)。另一方面，當(dāng)單相逆變器電路11執(zhí)行高頻切換操作時(shí)，升壓電路10停止，以允許電路徑L_in(圖2)上的電壓原樣地通過(guò)。

通過(guò)升壓電路10和單相逆變器電路11如上所述地交替執(zhí)行高頻切換操作，開(kāi)關(guān)元件Q1至Q4、Qa和Qb執(zhí)行切換的次數(shù)整體減少，因此，開(kāi)關(guān)損失大幅減少。雖然高頻切換的頻率是例如20kHz，但單相逆變器電路11進(jìn)行的極性反轉(zhuǎn)的切換頻率是100Hz或120Hz，是商用頻率的兩倍高。也就是說(shuō)，相比于高頻切換的頻率，極性反轉(zhuǎn)的頻率非常低，因此切換損失也小。

另外，通過(guò)升壓電路10和單相逆變器電路11交替執(zhí)行高頻切換操作，電抗器(DC電抗器15、AC電抗器22)中的鐵損減少。

另外，由于通過(guò)疊加三次諧波來(lái)減小波峰值(327V→283V)的效果，DC母線的電壓進(jìn)一步減小。這樣進(jìn)一步有助于開(kāi)關(guān)損失的減少和電抗器中的鐵損的減少。

另外，電容器19只需要平滑切換的高頻分量。因此，電容器19不需要具有平滑是系統(tǒng)頻率三倍高的低頻AC分量的功能。因此，可使用具有低電容(例如，10μF或22μF)的電容器。

圖21是以下的波形圖：(a)示出從功率轉(zhuǎn)換裝置1P輸出的U、V、W的相電壓和(b)示出相對(duì)于三相AC系統(tǒng)3的U-V、V-W、W-U的線間電壓。

控制單元3針對(duì)各相控制轉(zhuǎn)換裝置1，使得從其輸出的AC波形的相位彼此移位(2/3)π。即使各相電壓包含三次諧波，在線間電壓中也抵消了三次諧波，因此具有彼此移位(2/3)π并且獲得具有的波峰值的三相線間電壓，如正常正弦波的相電壓的情況一樣。

(總結(jié))

如上所述，升壓電路10和單相逆變器電路11交替執(zhí)行高頻切換，使得當(dāng)其中一個(gè)執(zhí)行高頻切換時(shí)，另一個(gè)停止高頻切換。在這種情況下，DC母線L_B的電壓的峰值V_B只需要是電壓V_AC的波峰值，即，

結(jié)果，相比于通過(guò)單個(gè)三相逆變器供應(yīng)系統(tǒng)電壓(線間電壓)的情況，DC母線L_B的電壓減小。另外，由于通過(guò)疊加三次諧波來(lái)減小波峰值的效果，DC母線L_B的電壓進(jìn)一步減小。

DC母線L_B中的電壓減小提供了以下優(yōu)點(diǎn)。首先，開(kāi)關(guān)元件(Q1至Q4、Qa、Qb)中的切換損失減少。另外，電抗器(DC電抗器15、AC電抗器22)中的鐵損減少。另外，對(duì)于連接到DC母線L_B的開(kāi)關(guān)元件和平滑電容器19，可使用甚至具有低耐壓性質(zhì)的那些。由于具有較低耐壓性質(zhì)的開(kāi)關(guān)元件具有較低的導(dǎo)通電阻，因此導(dǎo)通損失可減小。

另外，由于升壓電路10和單相逆變器電路11中的交替高頻切換操作，導(dǎo)致開(kāi)關(guān)元件執(zhí)行切換的次數(shù)整體減少，因此，開(kāi)關(guān)損失大幅減少。另外，電抗器(DC電抗器15、AC電抗器22)中的鐵損減少。另外，不需要電容器19具有平滑是系統(tǒng)頻率三倍高的低頻AC分量的功能，因此可使用具有低電容的電容器。

<<功率轉(zhuǎn)換裝置的系統(tǒng)互連>>

下文中，將詳細(xì)描述功率轉(zhuǎn)換裝置1P的系統(tǒng)互連。

為了執(zhí)行系統(tǒng)互連，必須控制輸出電流的相位，使得針對(duì)相應(yīng)的相的轉(zhuǎn)換裝置1將功率以1的功率因子傳送到三相AC系統(tǒng)3。也就是說(shuō)，必須不僅輸出具有與各系統(tǒng)相電源3p的電壓相位相符的相位的電壓，而且致使各系統(tǒng)相電源3p的電壓相位與從對(duì)應(yīng)轉(zhuǎn)換裝置1輸出的電流的相位相符。

[1.1控制單元]

圖3是控制單元12的框圖。如圖3中所示，控制單元12就功能而言具有控制處理單元30、升壓電路控制單元32、逆變器電路控制單元33和求平均處理單元34。

控制單元12的功能中的一些或全部可被配置為硬件電路，或者可由計(jì)算機(jī)執(zhí)行的軟件(計(jì)算機(jī)程序)實(shí)現(xiàn)。用于實(shí)現(xiàn)控制單元12的功能的此軟件(計(jì)算機(jī)程序)被存儲(chǔ)在計(jì)算機(jī)的存儲(chǔ)裝置(未示出)中。

升壓電路控制單元32基于控制處理單元30提供的命令值和檢測(cè)值，控制升壓電路10的開(kāi)關(guān)元件Qa和Qb，由此致使升壓電路10輸出具有對(duì)應(yīng)于命令值的電流的功率。

逆變器電路控制單元33基于控制處理單元30提供的命令值和檢測(cè)值，控制逆變器電路11的開(kāi)關(guān)元件Q1至Q4，由此致使逆變器電路11輸出具有對(duì)應(yīng)于命令值的電流的功率。

控制處理單元30接收DC輸入電壓檢測(cè)值Vg、升壓電路電流檢測(cè)值Iin、系統(tǒng)電壓檢測(cè)值Va和逆變器電流檢測(cè)值Iinv。

控制處理單元30用DC輸入電壓檢測(cè)值Vg和升壓電路電流檢測(cè)值Iin來(lái)計(jì)算輸入功率Pin和其平均值<Pin>。

控制處理單元30具有以下功能：基于輸入功率平均值<Pin>設(shè)置DC輸入電流命令值Ig*(隨后將描述)并且針對(duì)光伏板2執(zhí)行MPPT控制，并且針對(duì)升壓電路10和單相逆變器電路11執(zhí)行反饋控制。

DC輸入電壓檢測(cè)值Vg和升壓電路電流檢測(cè)值Iin被提供到求平均處理單元34和控制處理單元30。

求平均處理單元34具有以下功能：以預(yù)定時(shí)間間隔對(duì)從第一電壓傳感器17和第一電流傳感器18提供的DC輸入電壓檢測(cè)值Vg和升壓電路電流檢測(cè)值Iin進(jìn)行取樣，計(jì)算它們相應(yīng)的平均值，并且將平均后的DC輸入電壓檢測(cè)值Vg和平均后的升壓電路電流檢測(cè)值Iin提供到控制處理單元30。

圖4是示出DC輸入電壓檢測(cè)值Vg和升壓電路電流檢測(cè)值Iin的時(shí)間變化的模擬結(jié)果示例的曲線圖。

DC輸入電流檢測(cè)值Ig是相對(duì)于電容器26在輸入側(cè)檢測(cè)到的電流值。

如圖4中所示，已發(fā)現(xiàn)，DC輸入電壓檢測(cè)值Vg、升壓電路電流檢測(cè)值Iin和DC輸入電流檢測(cè)值Ig在系統(tǒng)電壓的半周期中變化。

DC輸入電壓檢測(cè)值Vg和DC輸入電流檢測(cè)值Ig如圖4中所示周期性變化的原因如下。也就是說(shuō)，升壓電路電流檢測(cè)值Iin按照升壓電路10和單相逆變器電路11的操作，在AC周期的半周期中在幾乎0A和峰值之間大幅變化。因此，變化分量不可被電容器26完全消除并且DC輸入電流檢測(cè)值Ig被檢測(cè)作為包含在AC周期的半周期中變化的分量的脈動(dòng)電流。另一方面，光伏板的輸出電壓根據(jù)輸出電流而變化。

因此，DC輸入電壓檢測(cè)值Vg中出現(xiàn)的周期變化的周期是從轉(zhuǎn)換裝置1輸出的AC功率的周期的一半。

求平均處理單元34對(duì)DC輸入電壓檢測(cè)值Vg和升壓電路電流檢測(cè)值Iin求平均，以抑制以上周期性變化的影響。

圖5是示出求平均處理單元34對(duì)DC輸入電壓檢測(cè)值Vg進(jìn)行求平均的方式的示圖。

求平均處理單元34在從定時(shí)t1到定時(shí)t2的時(shí)間段L期間以預(yù)定時(shí)間間隔Δt對(duì)給定的DC輸入電壓檢測(cè)值Vg進(jìn)行多次(圖5中用實(shí)心點(diǎn)指示的定時(shí))取樣，并且計(jì)算已經(jīng)得到的多個(gè)DC輸入電壓檢測(cè)值Vg的平均值。

這里，求平均處理單元34將時(shí)間段L設(shè)置成系統(tǒng)相電源3p的周期長(zhǎng)度的一半。另外，求平均處理單元34將時(shí)間間隔Δt設(shè)置成比系統(tǒng)相電源3p的周期長(zhǎng)度的一半短得多。

因此，求平均處理單元34可使用盡可能短的取樣時(shí)間段，準(zhǔn)確地得到與系統(tǒng)相電源3p的周期同步周期性變化的DC輸入電壓檢測(cè)值Vg的平均值。

取樣的時(shí)間間隔Δt可被設(shè)置成例如系統(tǒng)相電源3p的周期的1/100至1/1000，或20微秒至200微秒。

求平均處理單元34可預(yù)先存儲(chǔ)時(shí)間段L，或者可從第二電壓傳感器25獲取系統(tǒng)電壓檢測(cè)值Va并且基于系統(tǒng)相電源3p的周期來(lái)設(shè)置時(shí)間段L。

這里，時(shí)間段L被設(shè)置成系統(tǒng)相電源3p的周期長(zhǎng)度的一半。如果時(shí)間段L被設(shè)置成系統(tǒng)相電源3p的周期的一半，則至少可準(zhǔn)確地計(jì)算DC輸入電壓檢測(cè)值Vg的平均值。這是因?yàn)椋珼C輸入電壓檢測(cè)值Vg如上所述按照升壓電路10和單相逆變器電路11的操作，在系統(tǒng)相電源3p的半周期中周期性變化。

因此，如果需要將時(shí)間段L設(shè)置得更長(zhǎng)，則時(shí)間段L可被設(shè)置成系統(tǒng)相電源3p的半周期的整數(shù)倍，例如，系統(tǒng)相電源3p的半周期的三倍或四倍。因此，可基于周期掌握電壓變化。

如上所述，升壓電路電流檢測(cè)值Iin還在系統(tǒng)相電源3p的半周期中周期性變化，如DC輸入電壓檢測(cè)值Vg中一樣。

因此，求平均處理單元34還通過(guò)與圖5中示出的DC輸入電壓檢測(cè)值Vg相同的方法，計(jì)算升壓電路電流檢測(cè)值Iin的平均值。

控制處理單元30順序地計(jì)算各時(shí)間段L的DC輸入電壓檢測(cè)值Vg的平均值和升壓電路電流檢測(cè)值Iin的平均值。

求平均處理單元34將計(jì)算出的DC輸入電壓檢測(cè)值Vg的平均值和計(jì)算出的升壓電路電流檢測(cè)值Iin的平均值提供到控制處理單元30。

在本示例中，如上所述，求平均處理單元34計(jì)算DC輸入電壓檢測(cè)值Vg的平均值(DC輸入電壓平均值<Vg>)和升壓電路電流檢測(cè)值Iin的平均值(升壓電路電流平均值<Iin>)，并且使用這些值，控制處理單元30在對(duì)光伏板2執(zhí)行MPPT控制的同時(shí)，控制升壓電路10和單相逆變器電路11。因此，即使來(lái)自光伏板2的DC電流變化成不穩(wěn)定，控制單元12也可準(zhǔn)確地得到光伏板2的輸出作為其中已經(jīng)去除了由于轉(zhuǎn)換裝置1的操作而導(dǎo)致的變化分量的DC輸入電壓平均值<Vg>和升壓電路電流平均值<Iin>。結(jié)果，變得可以適當(dāng)執(zhí)行MPPT控制并且有效抑制光伏板2的發(fā)電效率降低。

如上所述，在從光伏板2輸出的DC功率的電壓(DC輸入電壓檢測(cè)值Vg)或電流(升壓電路電流檢測(cè)值Iin)由于轉(zhuǎn)換裝置1的操作而變化的情況下，變化的周期與從單相逆變器電路11輸出的AC功率的半周期(系統(tǒng)相電源3p的半周期)相符。

在這方面，在本示例中，在被設(shè)置成系統(tǒng)相電源3p的周期的長(zhǎng)度一半的時(shí)間段L期間，以比AC系統(tǒng)的半周期短的時(shí)間間隔Δt，均多次對(duì)DC輸入電壓檢測(cè)值Vg和升壓電路電流檢測(cè)值Iin進(jìn)行取樣，并且從取樣的結(jié)果，計(jì)算DC輸入電壓平均值<Vg>和升壓電路電流平均值<Iin>。因此，即使DC電流的電壓和電流周期性變化，也可以用盡可能縮短的取樣時(shí)間段，準(zhǔn)確地計(jì)算DC輸入電壓平均值<Vg>和升壓電路電流平均值<Iin>。

控制處理單元30基于以上的輸入功率平均值<Pin>來(lái)設(shè)置DC輸入電流命令值Ig*，并且基于設(shè)置的DC輸入電流命令值Ig*和以上的值來(lái)計(jì)算針對(duì)升壓電路10和單相逆變器電路11的相應(yīng)命令值。

控制處理單元30具有將計(jì)算出的命令值提供到升壓電路控制單元32和逆變器電路控制單元33并且針對(duì)升壓電路10和單相逆變器電路11執(zhí)行反饋控制的功能。

圖6是用于說(shuō)明控制處理單元30針對(duì)升壓電路10和單相逆變器電路11進(jìn)行的反饋控制的控制框圖。

控制處理單元30包括第一計(jì)算部41、第一加法器42、補(bǔ)償器43和第二加法器44作為用于控制單相逆變器電路11的功能部。

另外，控制處理單元30包括第二計(jì)算部51、第三加法器52、補(bǔ)償器53和第四加法器54作為用于控制升壓電路10的功能部。

圖7是示出升壓電路10和單相逆變器電路11進(jìn)行的控制處理的流程圖。圖6中示出的功能部通過(guò)執(zhí)行圖7中的流程圖中示出的處理，控制升壓電路10和單相逆變器電路11。

下文中，將參照?qǐng)D7描述針對(duì)升壓電路10和單相逆變器電路11進(jìn)行的控制處理。

首先，控制處理單元30計(jì)算當(dāng)前的輸入功率平均值<Pin>(步驟S9)，并且將當(dāng)前的輸入功率平均值<Pin>與之前已經(jīng)計(jì)算出的輸入功率平均值<Pin>進(jìn)行比較，以設(shè)置DC輸入電流命令值Ig*(步驟S1)。基于以下表達(dá)式(1)來(lái)計(jì)算輸入功率平均值<Pin>。

輸入功率平均值<Pin>＝<Iin×Vg>...(1)

在表達(dá)式(1)中，Iin是升壓電路電流檢測(cè)值，Vg是DC輸入電壓檢測(cè)值(DC輸入電壓值)。至于這些值，使用是通過(guò)求平均處理單元34求平均的值的DC輸入電壓平均值<Vg>和升壓電路電流平均值<Iin>。

在除了表達(dá)式(1)外的與以下示出的控制相關(guān)的各表達(dá)式中，未被求平均的瞬時(shí)值被用于升壓電路電流檢測(cè)值Iin和DC輸入電壓檢測(cè)值Vg。

標(biāo)記<>指示括號(hào)中的值的平均值。下文中同樣如此。

控制處理單元30將設(shè)置的DC輸入電流命令值Ig*提供到第一計(jì)算部41。

連同DC輸入電流命令值Ig*，將DC輸入電壓檢測(cè)值Vg和系統(tǒng)電壓檢測(cè)值Va提供到第一計(jì)算部41。

第一計(jì)算部41基于以下表達(dá)式(2)來(lái)計(jì)算針對(duì)轉(zhuǎn)換裝置1的輸出電流命令值的平均值<Ia*>。

輸出電流命令值的平均值<Ia*>＝<Ig*×Vg>/<Va>...(2)

另外，第一計(jì)算部41基于以下表達(dá)式(3)來(lái)計(jì)算輸出電流命令值Ia*(輸出電流目標(biāo)值)(步驟S2)。

這里，第一計(jì)算部41計(jì)算輸出電流命令值Ia*作為與系統(tǒng)電壓檢測(cè)值Va具有相同相位的正弦波。

輸出電流命令值

如上所述，第一計(jì)算部41基于輸入功率平均值<Pin>(DC功率的輸入功率值)和系統(tǒng)電壓檢測(cè)值Va來(lái)計(jì)算輸出電流命令值Ia*。

接下來(lái)，如以下表達(dá)式(4)中示出的，第一計(jì)算部41計(jì)算逆變器電流命令值Iinv*(單向逆變器電路的電流目標(biāo)值)，逆變器電流命令值Iinv*是用于控制單相逆變器電路11的電流目標(biāo)值(步驟S3)。

逆變器電流命令值Iinv*＝Ia*+s CaVa...(4)

在表達(dá)式(4)中，Ca是電容器23(輸出平滑電容器)的靜電電容，s是拉普拉斯算子(Laplace operator)。

使用相對(duì)于時(shí)間t的導(dǎo)數(shù)，如下地表達(dá)以上表達(dá)式(4)。

Iinv*＝Ia*+Ca×(d Va/dt)...(4a)

如果檢測(cè)到流過(guò)電容器23的電流并且用Ica指代檢測(cè)到的電流，則得到以下表達(dá)式。

Iinv*＝Ia*+Ica...(4b)

在表達(dá)式(4)、(4a)和4(b)中，右手側(cè)的第二項(xiàng)是在考慮到流過(guò)濾波器電路21的電容器23的電流的情況下相加的值。

如以上表達(dá)式(3)所示的，將輸出電流命令值Ia*計(jì)算為具有與系統(tǒng)電壓檢測(cè)值Va相同的相位的正弦波。也就是說(shuō)，控制處理單元30控制單相逆變器電路11，使得從轉(zhuǎn)換裝置1輸出的AC功率的電流Ia(輸出電流)具有與系統(tǒng)電壓(系統(tǒng)電壓檢測(cè)值Va)相同的相位。

在計(jì)算逆變器電流命令值Iinv*之后，第一計(jì)算部41將逆變器電流命令值Iinv*提供到第一加法器42。

單相逆變器電路11經(jīng)受基于逆變器電流命令值Iinv*進(jìn)行的反饋控制。

連同逆變器電流命令值Iinv*，將當(dāng)前的逆變器電流檢測(cè)值Iinv提供到第一加法器42。

第一加法器42計(jì)算逆變器電流命令值Iinv*和當(dāng)前的逆變器電流檢測(cè)值Iinv之間的差異，并且將計(jì)算結(jié)果提供到補(bǔ)償器43。

當(dāng)提供該差異時(shí)，補(bǔ)償器43基于比例系數(shù)等，計(jì)算逆變器電壓參考值Vinv#，逆變器電壓參考值Vinv#允許該差異收斂，使得逆變器電流檢測(cè)值Iinv變成逆變器電流命令值Iinv*。補(bǔ)償器43將逆變器電壓參考值Vinv#提供到逆變器電路控制單元33，由此致使單相逆變器電路11根據(jù)逆變器電壓參考值Vinv#輸出具有電壓Vinv的功率。

從單相逆變器電路11輸出的被第二加法器44從中減去系統(tǒng)電壓檢測(cè)值Va的功率被提供到AC電抗器22，然后被反饋?zhàn)鳛樾碌哪孀兤麟娏鳈z測(cè)值Iinv。然后，通過(guò)第一加法器42再計(jì)算逆變器電流命令值Iinv*和逆變器電流檢測(cè)值Iinv之間的差異，并且基于如上所述的該差異來(lái)控制單相逆變器電路11。

如上所述，單相逆變器電路11經(jīng)受基于逆變器電流命令值Iinv*和逆變器電流檢測(cè)值Iinv進(jìn)行的反饋控制(步驟S4)。

另一方面，第一計(jì)算部41計(jì)算出的逆變器電流命令值Iinv*連同DC輸入電壓檢測(cè)值Vg和系統(tǒng)電壓檢測(cè)值Va被提供到第二計(jì)算部51。

第二計(jì)算部51基于以下表達(dá)式(5)來(lái)計(jì)算逆變器輸出電壓命令值Vinv*(單相逆變器電路的電壓目標(biāo)值)(步驟S5)。

逆變器輸出電壓命令值Vinv*＝Va+s LaIinv*...(5)

在表達(dá)式(5)中，La是AC電抗器的電感，s是拉普拉斯算子。

使用相對(duì)于時(shí)間t的導(dǎo)數(shù)，如下地表達(dá)以上表達(dá)式(5)。

Vinv*＝Va+La×(d Iinv*/dt)...(5a)

表達(dá)式(5)和(5a)中的右手側(cè)的第二項(xiàng)是在考慮到AC電抗器22的兩端之間生成的電壓的情況下相加的值。

因此，在本示例中，逆變器輸出電壓命令值Vinv*(電壓目標(biāo)值)是基于作為用于控制單相逆變器電路11的電流目標(biāo)值的逆變器電流命令值Iinv*設(shè)置的，使得從單相逆變器電路11輸出的AC功率的電流與系統(tǒng)電壓檢測(cè)值Va具有相同的相位。

優(yōu)選地，在針對(duì)三相的AC電抗器22之中，表達(dá)式(5)中的電感La是共同的。通過(guò)如上所述地設(shè)置逆變器輸出電壓命令值Vinv*，由于升壓電路10和單相逆變器電路11二者都基于通過(guò)控制單元12設(shè)置的逆變器電流命令值Iinv*進(jìn)行操作，因此即使執(zhí)行操作以便在這兩個(gè)電路之間交替切換高頻切換時(shí)間段，也可抑制從各轉(zhuǎn)換裝置1輸出的AC電流中出現(xiàn)相位偏移或失真。

在計(jì)算逆變器輸出電壓命令值Vinv*之后，第二計(jì)算部51將DC輸入電壓檢測(cè)值Vg與逆變器輸出電壓命令值Vinv*的絕對(duì)值進(jìn)行比較，并且確定較大的一個(gè)作為升壓電路電壓目標(biāo)值Vo*，如以下表達(dá)式(6)所示的(步驟S6)。

升壓電路電壓目標(biāo)值Vo*＝Max(Vg，Vinv*的絕對(duì)值)…(6)

另外，第二計(jì)算部51基于以下表達(dá)式(7)計(jì)算升壓電路電流命令值Iin*(步驟S7)。

升壓電路電流命令值Iin*＝{(Iinv*×Vinv*)+(s C Vo*)×Vo*}/Vg...(7)

在表達(dá)式(7)中，C是電容器19(平滑電容器)的靜電電容，s是拉普拉斯算子。

使用相對(duì)于時(shí)間t的導(dǎo)數(shù)，如下地表達(dá)以上表達(dá)式(7)。

Iin*＝{(Iinv*×Vinv*)+C×(d Vo*/dt)×Vo*}/Vg...(7a)

如果檢測(cè)到流過(guò)電容器19的電流并且用Ic指代檢測(cè)到的電流，則得到以下表達(dá)式。

Iin*＝{(Iinv*×Vinv*)+Ic×Vo*}/Vg...(7b)

在表達(dá)式(7)、(7a)和(7b)中，與逆變器電流命令值Iinv*和逆變器輸出電壓命令值Vinv*的乘積的絕對(duì)值相加的值是在考慮到流過(guò)電容器19的無(wú)功功率的情況下相加的值。也就是說(shuō)，因除了逆變器電路11的功率目標(biāo)值外，還考慮無(wú)功功率，允許更準(zhǔn)確地計(jì)算Iin*的值。

另外，如果預(yù)先測(cè)量功率轉(zhuǎn)換裝置1P的功率損失P_LOSS，則可如下地表達(dá)以上表達(dá)式(7a)。

Iin*＝{(Iinv*×Vinv*)+C×(d Vo*/dt)×Vo*+P_LOSS}/Vg...(7c)

類似地，可如下地表達(dá)以上表達(dá)式(7b)。

Iin*＝{(Iinv*×Vinv*)+Ic×Vo*+P_LOSS}/Vg...(7d)

在這種情況下，因除了逆變器電路11的功率目標(biāo)值之外，還考慮無(wú)功功率和功率損失P_LOSS，允許更嚴(yán)格地計(jì)算Iin*的值。

如果電容器19的靜電電容C和功率損失P_LOSS充分小于(Iinv*×Vinv*)，則得到以下表達(dá)式(8)。通過(guò)使用該表達(dá)式(8)，可簡(jiǎn)化計(jì)算處理并且可縮短計(jì)算時(shí)間。

升壓電路電流命令值Iin*＝(Iinv*×Vinv*)/Vg...(8)

在計(jì)算升壓電路電流命令值Iin*之后，第二計(jì)算部51將升壓電路電流命令值Iin*提供到第三加法器52。

升壓電路10經(jīng)受基于升壓電路電流命令值Iin*進(jìn)行的反饋控制。

連同升壓電路電流命令值Iin*，將當(dāng)前的升壓電路電流檢測(cè)值Iin提供到第三加法器52。

第三加法器52計(jì)算升壓電路電流命令值Iin*和當(dāng)前的升壓電路電流檢測(cè)值Iin之間的差異，并且將計(jì)算結(jié)果提供到補(bǔ)償器53。

當(dāng)提供以上差異時(shí)，補(bǔ)償器53基于比例系數(shù)等，計(jì)算升壓電路電壓參考值Vbc#，升壓電路電壓參考值Vbc#允許該差異收斂，使得升壓電路電流檢測(cè)值Iin變成升壓電路電流命令值Iin*。補(bǔ)償器53將升壓電路電壓參考值Vbc#提供到升壓電路控制單元32，由此致使升壓電路10根據(jù)升壓電路電壓參考值Vbc#輸出具有電壓Vo的功率。

從升壓電路10輸出的被第四加法器54從中減去DC輸入電壓檢測(cè)值Vg的功率被提供到DC電抗器15，然后被反饋?zhàn)鳛樾碌纳龎弘娐冯娏鳈z測(cè)值Iin。然后，通過(guò)第三加法器52再計(jì)算升壓電路電流命令值Iin*和升壓電路電流檢測(cè)值Iin之間的差異，并且基于如上所述的該差異來(lái)控制升壓電路10。

如上所述，升壓電路10經(jīng)受基于升壓電路電流命令值Iin*和升壓電路電流檢測(cè)值Iin進(jìn)行的反饋控制(步驟S8)。

在以上步驟S8之后，控制處理單元30基于以上表達(dá)式(1)來(lái)計(jì)算當(dāng)前的輸入功率平均值<Pin>(步驟S9)。

基于與之前已經(jīng)計(jì)算的輸入功率平均值<Pin>進(jìn)行的比較，控制處理單元30設(shè)置DC輸入電流命令值Ig*，使得輸入功率平均值<Pin>變成最大值(跟隨最大功率點(diǎn))。

因此，控制處理單元30在對(duì)光伏板2執(zhí)行MPPT控制的同時(shí)，控制升壓電路10和單相逆變器電路11。

如上所述，控制處理單元30通過(guò)電流命令值，對(duì)單相逆變器電路11和升壓電路10執(zhí)行反饋控制。

圖8是以下的曲線圖：(a)示出在控制處理單元進(jìn)行的上述反饋控制中計(jì)算的升壓電路電流命令值Iin*和按照升壓電路電流命令值Iin*執(zhí)行控制時(shí)得到的升壓電路電流檢測(cè)值Iin的模擬結(jié)果示例，和(b)示出在控制處理單元進(jìn)行的上述反饋控制中計(jì)算的升壓電路電壓目標(biāo)值Vo*和按照升壓電路電壓目標(biāo)值Vo*執(zhí)行控制時(shí)得到的升壓電路電壓檢測(cè)值Vo的模擬結(jié)果示例。

如圖8的(a)中所示，已發(fā)現(xiàn)，控制處理單元30遵循升壓電路電流命令值Iin*來(lái)控制升壓電路電流檢測(cè)值Iin。

如圖8的(b)中所示，由于通過(guò)以上表達(dá)式(6)計(jì)算升壓電路電壓目標(biāo)值Vo*，因此升壓電路電壓目標(biāo)值Vo*變化，以遵循逆變器輸出電壓命令值Vinv*的絕對(duì)值大體等于或大于DC輸入電壓檢測(cè)值Vg的時(shí)間段期間的逆變器輸出電壓命令值Vinv*的絕對(duì)值，并且遵循其他時(shí)間段期間的DC輸入電壓檢測(cè)值Vg。

已發(fā)現(xiàn)，控制處理單元30遵循升壓電路電壓目標(biāo)值Vo*來(lái)控制升壓電路電壓檢測(cè)值Vo。

圖9是示出逆變器輸出電壓命令值Vinv*的示例的示圖。在圖9中，垂直軸指示電壓并且水平軸指示時(shí)間。虛線指示系統(tǒng)相電源3p的電壓波形，實(shí)線指示逆變器輸出電壓命令值Vinv*的波形。

轉(zhuǎn)換裝置1通過(guò)根據(jù)圖7中的流程圖進(jìn)行的控制，使用圖9中示出的逆變器輸出電壓命令值Vinv*作為電壓目標(biāo)值來(lái)輸出功率。

因此，轉(zhuǎn)換裝置1輸出具有根據(jù)圖9中示出的逆變器輸出電壓命令值Vinv*的波形的電壓的功率。

如圖9中所示，兩個(gè)波形具有幾乎相同的電壓值和相同的頻率，但逆變器輸出電壓命令值Vinv*的相位領(lǐng)先于系統(tǒng)相電源3p的電壓的相位幾度。

本示例的控制處理單元30致使在如上所述對(duì)升壓電路10和單相逆變器電路11執(zhí)行反饋控制的同時(shí)，逆變器輸出電壓命令值Vinv*的相位領(lǐng)先于系統(tǒng)相電源3p的電壓的相位大約3度。

致使逆變器輸出電壓命令值Vinv*的相位領(lǐng)先于系統(tǒng)相電源3p的電壓的相位的角的度數(shù)可以是幾度，并且如后所述，角的度數(shù)被設(shè)置在使與系統(tǒng)相電源3p的電壓波形的差異的電壓波形的相位領(lǐng)先于系統(tǒng)相電源3p的電壓波形的相位幾乎90度的這樣范圍內(nèi)。例如，相位領(lǐng)先角的度數(shù)被設(shè)置成大于0度且小于10度。

如以上表達(dá)式(5)所示，通過(guò)系統(tǒng)電壓檢測(cè)值Va、AC電抗器22的電感La和逆變器電流命令值Iinv*來(lái)確定相位領(lǐng)先角的度數(shù)。在這些值之中，系統(tǒng)電壓檢測(cè)值Va和AC電抗器22的電感La是固定值，而并非控制目標(biāo)。因此，通過(guò)逆變器電流命令值Iinv*來(lái)確定相位領(lǐng)先角的度數(shù)。

如以上表達(dá)式(4)所示，通過(guò)輸出電流命令值Ia*來(lái)確定逆變器電流命令值Iinv*。隨著輸出電流命令值Ia*增大，逆變器電流命令值Iinv*的相位領(lǐng)先分量增大，并且逆變器輸出電壓命令值Vinv*的領(lǐng)先角(相位領(lǐng)先角)增大。

由于通過(guò)以上表達(dá)式(2)計(jì)算輸出電流命令值Ia*，因此通過(guò)DC輸入電流命令值Ig*來(lái)調(diào)節(jié)相位領(lǐng)先角。

本示例的控制處理單元30設(shè)置DC輸入電流命令值Ig*，使得逆變器輸出電壓命令值Vinv*的相位領(lǐng)先于系統(tǒng)相電源3p的電壓的相位大約3度，如上所述。

[1.2對(duì)升壓電路和單相逆變器電路的控制]

升壓電路控制單元32控制升壓電路10的開(kāi)關(guān)元件Qa和Qb。逆變器電路控制單元33控制單相逆變器電路11的開(kāi)關(guān)元件Q1至Q4。

升壓電路控制單元32和逆變器電路控制單元33分別生成升壓電路載波和逆變器電路載波，并且分別用升壓電路電壓參考值Vbc#和逆變器電壓參考值Vinv#來(lái)調(diào)制這些載波，以生成用于驅(qū)動(dòng)各開(kāi)關(guān)元件的驅(qū)動(dòng)波形，升壓電路電壓參考值Vbc#和逆變器電壓參考值Vinv#是控制處理單元30提供的命令值。

升壓電路控制單元32和逆變器電路控制單元33基于驅(qū)動(dòng)波形來(lái)控制各開(kāi)關(guān)元件，由此致使升壓電路10和單相逆變器電路11分別輸出具有接近于升壓電路電流命令值Iin*和逆變器電流命令值Iinv*的電流波形的AC功率。

在圖10中，(a)是示出升壓電路載波和升壓電路參考值Vbc#的波形之間的比較。在圖10的(a)中，垂直軸指示電壓并且水平軸指示時(shí)間。在圖10的(a)中，為了便于理解，相比于實(shí)際波長(zhǎng)，升壓電路載波的波長(zhǎng)被延長(zhǎng)。

通過(guò)升壓電路控制單元32生成的升壓電路載波是具有最小值“0”的三角波，并且具有控制處理單元30提供的升壓電路電壓目標(biāo)值Vo*處設(shè)置的幅度A1。

升壓電路控制單元32按照來(lái)自控制處理單元30的控制命令來(lái)設(shè)置升壓電路載波的頻率，以實(shí)現(xiàn)預(yù)定的占空比。

如上所述，升壓電路電壓目標(biāo)值Vo*變化，以便遵循逆變器輸出電壓命令值Vinv*的絕對(duì)值大體等于或大于DC輸入電壓檢測(cè)值Vg的時(shí)間段W1期間的逆變器輸出電壓命令值Vinv*的絕對(duì)值，并且遵循其他時(shí)間段期間的DC輸入電壓檢測(cè)值Vg。因此，升壓電路載波的幅度A也按照升壓電路電壓目標(biāo)值Vo*來(lái)變化。

升壓電路電壓參考值Vbc#的波形(下文中，可被稱為升壓電路參考波Vbc#)對(duì)應(yīng)于控制處理單元30基于升壓電路電流命令值Iin*計(jì)算出的值，并且具有逆變器輸出電壓命令值Vinv*的絕對(duì)值大于DC輸入電壓檢測(cè)值Vg的時(shí)間段W1期間的正值。在時(shí)間段W期間，升壓電路參考波Vbc#具有接近于通過(guò)升壓電路電壓目標(biāo)值Vo*建立的波形的形狀的波形，并且與升壓電路載波交叉。

升壓電路控制單元32將升壓電路載波與升壓電路參考波Vbc#進(jìn)行比較，并且生成驅(qū)動(dòng)波形，該驅(qū)動(dòng)波形用于驅(qū)動(dòng)開(kāi)關(guān)元件Qb使其在作為DC電抗器15兩端之間的電壓的目標(biāo)值的升壓電路參考波Vbc#等于或大于升壓電路載波的時(shí)間段期間導(dǎo)通，并且在升壓電路參考波Vbc#等于或小于載波的時(shí)間段期間截止。

在圖10中，(b)示出升壓電路控制單元32生成的用于驅(qū)動(dòng)開(kāi)關(guān)元件Qb的驅(qū)動(dòng)波形。在圖10的(b)中，垂直軸指示電壓并且水平軸指示時(shí)間。圖10的(b)中的水平軸與圖10的(a)中的水平軸相符。

驅(qū)動(dòng)波形指示開(kāi)關(guān)元件Qb的切換操作。當(dāng)向開(kāi)關(guān)元件Q提供驅(qū)動(dòng)波形時(shí)，致使開(kāi)關(guān)元件Q按照驅(qū)動(dòng)波形來(lái)執(zhí)行切換操作。驅(qū)動(dòng)波形形成在電壓是0V時(shí)截止開(kāi)關(guān)元件并且在電壓是正電壓時(shí)導(dǎo)通開(kāi)關(guān)元件的控制命令。

升壓電路控制單元32生成驅(qū)動(dòng)波形，使得在逆變器輸出電壓命令值Vinv*的絕對(duì)值等于或大于DC輸入電壓檢測(cè)值Vg的時(shí)間段W1期間，執(zhí)行切換操作。因此，在絕對(duì)值等于或小于DC輸入電壓檢測(cè)值Vg的范圍中，控制開(kāi)關(guān)元件Qb，以停止切換操作。

通過(guò)作為三角波的升壓電路載波的截取來(lái)確定各脈沖寬度。因此，在電壓較高的部分，脈沖寬度較大。

如上所述，升壓電路控制單元32用升壓電路參考波Vbc#來(lái)調(diào)制升壓電路載波，以生成代表用于切換的脈沖寬度的驅(qū)動(dòng)波形。升壓電路控制單元32基于所生成的驅(qū)動(dòng)波形，對(duì)升壓電路10的開(kāi)關(guān)元件Qb執(zhí)行PWM控制。

從用于開(kāi)關(guān)元件Qb的驅(qū)動(dòng)波形反轉(zhuǎn)而成的驅(qū)動(dòng)波形被用于開(kāi)關(guān)元件Qa。為了防止開(kāi)關(guān)元件Qb和開(kāi)關(guān)元件Qa同時(shí)傳導(dǎo)電流，在用于開(kāi)關(guān)元件Qa的驅(qū)動(dòng)脈沖從OFF轉(zhuǎn)變成ON的部分處，設(shè)置大約1毫秒的停滯時(shí)間(dead time)。

在圖11中，(a)是示出逆變器電路載波和逆變器電壓參考值Vinv#的波形之間的比較的曲線圖。在圖11的(a)中，垂直軸指示電壓并且水平軸指示時(shí)間。另外，在圖11的(a)中，為了便于理解，相比于實(shí)際波長(zhǎng)，逆變器電路載波的波長(zhǎng)被延長(zhǎng)。

通過(guò)逆變器電路控制單元33生成的逆變器電路載波是幅度中心處于0V的三角波，并且其一側(cè)幅度被設(shè)置成升壓電路電壓目標(biāo)值Vo*(電容器23的電壓目標(biāo)值)。因此，逆變器電路載波具有其幅度A2是DC輸入電壓檢測(cè)值Vg兩倍大的時(shí)間段和幅度A2是系統(tǒng)相電源3p的電壓兩倍大的時(shí)間段。

逆變器電路控制單元33按照來(lái)自控制處理單元30等的控制命令來(lái)設(shè)置其頻率，以實(shí)現(xiàn)預(yù)定的占空比。

如上所述，升壓電路電壓目標(biāo)值Vo*變化，以便遵循逆變器輸出電壓命令值Vinv*的絕對(duì)值大體等于或大于DC輸入電壓檢測(cè)值Vg的時(shí)間段W1期間的逆變器輸出電壓命令值Vinv*的絕對(duì)值，并且遵循其他時(shí)間段(即，時(shí)間段W2)期間的DC輸入電壓檢測(cè)值Vg。因此，逆變器電路載波的幅度A2也按照升壓電路電壓目標(biāo)值Vo*來(lái)變化。

逆變器電壓參考值Vinv#的波形(下文中，可被稱為逆變器電路參考波Vinv#)對(duì)應(yīng)于控制處理單元30基于逆變器輸出電流命令值Iinv*計(jì)算出的值，并且被設(shè)置成具有與系統(tǒng)相電源3p的電壓幅度相同的幅度。因此，逆變器電路參考波Vinv#在電壓值在-Vg和+Vg之間的范圍中與升壓電路載波交叉。

逆變器電路控制單元33將逆變器電路載波與逆變器電路參考波Vinv#進(jìn)行比較，并且生成驅(qū)動(dòng)波形，該驅(qū)動(dòng)波形用于驅(qū)動(dòng)開(kāi)關(guān)元件Q1至Q4使其在作為電壓目標(biāo)值的逆變器電路參考波Vinv#等于或大于逆變器電路載波的時(shí)間段期間導(dǎo)通并且在逆變器電路參考波Vinv#等于或小于載波的時(shí)間段期間截止。

在圖11中，(b)示出逆變器電路控制單元33生成的用于驅(qū)動(dòng)開(kāi)關(guān)元件Q1的驅(qū)動(dòng)波形。在圖11的(b)中，垂直軸指示電壓并且水平軸指示時(shí)間。圖11的(b)中的水平軸與圖11的(a)中的水平軸相符。

逆變器電路控制單元33生成驅(qū)動(dòng)波形，使得在逆變器電路參考波Vinv#的電壓在-Vg和+Vg之間的范圍W2中，執(zhí)行切換操作。因此，在其他范圍中，控制開(kāi)關(guān)元件Q1，以停止切換操作。

在圖11中，(c)示出逆變器電路控制單元33生成的用于驅(qū)動(dòng)開(kāi)關(guān)元件Q3的驅(qū)動(dòng)波形。在圖11的(c)中，垂直軸指示電壓并且水平軸指示時(shí)間。

逆變器電路控制單元33將載波與從逆變器電路參考波Vinv#反轉(zhuǎn)而成的圖11的(a)中的虛線所指示的波形進(jìn)行比較，以生成用于開(kāi)關(guān)元件Q3的驅(qū)動(dòng)波形。

另外，在這種情況下，逆變器電路控制單元33生成驅(qū)動(dòng)波形，使得在逆變器電路參考波Vinv#(其反轉(zhuǎn)而成的波形)的電壓在-Vg和+Vg之間的范圍W2中，執(zhí)行切換操作。因此，在其他范圍中，控制開(kāi)關(guān)元件Q3，以停止切換操作。

逆變器電路控制單元33生成從用于開(kāi)關(guān)元件Q1的驅(qū)動(dòng)波形反轉(zhuǎn)而成的波形作為用于開(kāi)關(guān)元件Q2的驅(qū)動(dòng)波形，并且生成從用于開(kāi)關(guān)元件Q3的驅(qū)動(dòng)波形反轉(zhuǎn)而成的波形作為用于開(kāi)關(guān)元件Q4的驅(qū)動(dòng)波形。

如上所述，逆變器電路控制單元33用逆變器電路參考波Vinv#調(diào)制逆變器電路載波，以生成代表用于切換的脈沖寬度的驅(qū)動(dòng)波形。逆變器電路控制單元33基于所生成的驅(qū)動(dòng)波形，對(duì)單相逆變器電路11的開(kāi)關(guān)元件Q1至Q4執(zhí)行PWM控制。

本示例的升壓電路控制單元32致使升壓電路10輸出功率，使得流入DC電抗器15中的電流與升壓電路電流命令值Iin*相符。結(jié)果，致使升壓電路10在逆變器輸出電壓命令值Vinv*的絕對(duì)值大體等于或大于DC輸入電壓檢測(cè)值Vg的時(shí)間段W1(圖10)期間執(zhí)行切換操作。升壓電路10在時(shí)間段W1期間，輸出具有等于或大于DC輸入電壓檢測(cè)值Vg并且接近于逆變器輸出電壓命令值Vinv*的絕對(duì)值的電壓的功率。另一方面，在逆變器輸出電壓命令值Vinv*的絕對(duì)值大體等于或小于DC輸入電壓檢測(cè)值Vg的時(shí)間段期間，升壓電路控制單元32停止升壓電路10的切換操作。因此，在絕對(duì)值等于或小于DC輸入電壓檢測(cè)值Vg的時(shí)間段期間，升壓電路10向單相逆變器電路11輸出從光伏板2輸出的DC功率，而沒(méi)有將DC功率的電壓升壓。

本示例的逆變器電路控制單元33致使單相逆變器電路11輸出功率，使得流入AC電抗器22的電流與逆變器電流命令值Iinv*相符。結(jié)果，致使單相逆變器電路11在逆變器輸出電壓命令值Vinv*大體在-Vg和+Vg之間的時(shí)間段W2(圖11)期間執(zhí)行切換操作。也就是說(shuō)，致使單相逆變器電路11在逆變器輸出電壓命令值Vinv*的絕對(duì)值等于或小于DC輸入電壓檢測(cè)值Vg的時(shí)間段期間執(zhí)行切換操作。

因此，在升壓電路10停止切換操作的同時(shí)，單相逆變器電路11執(zhí)行切換操作，以輸出接近于逆變器輸出電壓命令值Vinv*的AC功率。

由于逆變器電路參考波Vinv#和逆變器輸出電壓命令值Vinv*彼此接近于，因此在圖11的(a)中，它們彼此重疊。

另一方面，在逆變器輸出電壓命令值Vinv*的電壓大體在-Vg和+Vg之間的時(shí)間段W2外的時(shí)間段中，逆變器電路控制單元33停止單相逆變器電路11的切換操作。在這個(gè)時(shí)間段期間，經(jīng)過(guò)升壓電路10升壓的功率被提供到單相逆變器電路11。因此，其切換操作停止的單相逆變器電路11輸出升壓電路10提供的功率，而沒(méi)有將其電壓降壓。

也就是說(shuō)，本示例的轉(zhuǎn)換裝置1致使升壓電路10和單相逆變器電路11執(zhí)行切換操作，以便在其間進(jìn)行交替切換，并且將它們各自的輸出功率彼此疊加，由此輸出具有接近于逆變器輸出電壓命令值Vinv*的電壓波形的AC功率。

因此，在本示例中，執(zhí)行控制，使得升壓電路10在輸出與逆變器輸出電壓命令值Vinv*的絕對(duì)值高于DC輸入電壓檢測(cè)值Vg的部分對(duì)應(yīng)的電壓的情況下操作，并且單相逆變器電路11在輸出與逆變器輸出電壓命令值Vinv*的絕對(duì)值低于DC輸入電壓檢測(cè)值Vg的部分對(duì)應(yīng)的電壓的情況下操作。因此，由于單相逆變器電路11沒(méi)有將經(jīng)過(guò)升壓電路10升壓的功率降壓，因此電壓降壓的電勢(shì)差可減小，由此減少由于升壓電路切換而導(dǎo)致的損失并且可更加有效地輸出AC功率。

另外，由于升壓電路10和單相逆變器電路11基于通過(guò)控制單元12設(shè)置的逆變器輸出電壓命令值Vinv*(電壓目標(biāo)值)進(jìn)行操作，因此可抑制輸出的以便交替切換的升壓電路的功率和單相逆變器電路的功率之間的偏差或失真的出現(xiàn)。

圖12是示出用于開(kāi)關(guān)元件的參考波和驅(qū)動(dòng)波形的示例和從轉(zhuǎn)換裝置1輸出的AC功率的電流波形的示例的示圖。

圖12從最上側(cè)起示出了用于單相逆變器電路的參考波Vinv#和載波、用于開(kāi)關(guān)元件Q1的驅(qū)動(dòng)波形、用于升壓電路的參考波Vbc#和載波、用于開(kāi)關(guān)元件Qb的驅(qū)動(dòng)波形、和從轉(zhuǎn)換裝置1輸出的AC功率的電流波形的命令值和實(shí)際測(cè)量值的曲線圖。這些曲線圖的水平軸指示時(shí)間，并且彼此相符。

如圖12中所示，已發(fā)現(xiàn)，控制輸出電流，使得其實(shí)際測(cè)量值Ia與命令值Ia*相符。

另外，已發(fā)現(xiàn)，控制升壓電路10的開(kāi)關(guān)元件Qb執(zhí)行切換操作的時(shí)間段和單相逆變器電路11的開(kāi)關(guān)元件Q1至Q4執(zhí)行切換操作的時(shí)間段，使得大體在其間進(jìn)行交替切換。

在本示例中，如圖8的(a)中所示，控制升壓電路，使得流入DC電抗器15中的電流與基于以上表達(dá)式(7)計(jì)算的電流命令值Iin*相符。結(jié)果，升壓電路和單相逆變器電路的電壓具有如圖8的(b)中所示的波形，并且變得可以執(zhí)行此操作，使得升壓電路10和單相逆變器電路11的高頻切換操作具有各自的停止時(shí)間段并且大體交替地執(zhí)行切換操作。

[1.3輸出的AC功率的電流相位]

本示例的升壓電路10和單相逆變器電路11通過(guò)控制單元12進(jìn)行的控制，將具有接近于逆變器輸出電壓命令值Vinv*的電壓波形的AC功率輸出到連接在后一級(jí)的濾波器電路21。轉(zhuǎn)換裝置1經(jīng)由濾波器電路21將AC功率輸出到系統(tǒng)相電源3p。

這里，通過(guò)控制處理單元30生成逆變器輸出電壓命令值Vinv*，使其具有領(lǐng)先于系統(tǒng)相電源3p的電壓相位幾度的電壓相位，如上所述的。

因此，升壓電路10和單相逆變器電路11輸出的AC電壓也具有領(lǐng)先于系統(tǒng)相電源3p的電壓相位幾度的電壓相位。

結(jié)果，來(lái)自升壓電路10和單相逆變器電路11的AC電壓被施加到濾波器電路21的AC電抗器22(圖2)的一端，并且系統(tǒng)相電源3p的電壓被施加到另一端。因此，相位彼此移位幾度的電壓被施加到AC電抗器22的相應(yīng)的端部。

在圖13中，(a)是示出從單相逆變器電路11、系統(tǒng)相電源3p輸出的AC電壓和AC電抗器22兩端之間的電壓的電壓波形的曲線圖。在圖13的(a)中，垂直軸指示電壓并且水平軸指示時(shí)間。

如圖13的(a)中所示，當(dāng)相位彼此移位幾度的電壓被施加到AC電抗器22的相應(yīng)的端部時(shí)，AC電抗器22兩端之間的電壓等于施加到AC電抗器22的相應(yīng)的端部并且具有彼此移位幾度的相位的電壓之間的差異。

因此，如圖13的(a)中所示，AC電抗器22兩端之間的電壓的相位領(lǐng)先于系統(tǒng)相電源3p的電壓的相位達(dá)90度。

在圖13中，(b)是示出流入AC電抗器22中的電流的波形的曲線圖。在圖13的(b)中，垂直軸指示電流并且水平軸指示時(shí)間。圖13的(b)中的水平軸與圖13的(a)中的水平軸相符。

AC電抗器22的電流相位落后于其電壓相位90度。因此，如圖13的(b)中所示，通過(guò)AC電抗器22輸出的AC功率的電流相位與系統(tǒng)相電源3p的相電壓的相位同步。

因此，雖然從單相逆變器電路11輸出的電壓的相位領(lǐng)先于系統(tǒng)相電源3p的相位幾度，但從單相逆變器電路11輸出的電流的相位與系統(tǒng)相電源3p的相電壓的相位相符。

因此，如圖12中的最靠下曲線圖中所示的，從轉(zhuǎn)換裝置1輸出的電流波形的相位與系統(tǒng)相電源3p的電壓相位相符。

結(jié)果，可輸出與系統(tǒng)相電源3p的電壓同相位的AC電流，由此可抑制AC功率的功率因子的減小。

<<與光伏板組合的示例>>

圖22是示出使用例如每個(gè)相五個(gè)聚光光伏(CPV)面板2C(即，總共十五個(gè)聚光光伏板2C)的三相AC電源裝置100的示意性連接示圖。各聚光光伏板2C具有諸如布置成矩陣的多個(gè)菲涅爾透鏡的光學(xué)系統(tǒng)，以將太陽(yáng)光聚集到對(duì)應(yīng)的太陽(yáng)能電池單元上，并且發(fā)電。另外，各聚光光伏板2C在背面具有跟蹤驅(qū)動(dòng)裝置(未示出)，因此聚光光伏板2C被配置為在白天里一直指向太陽(yáng)。

各聚光光伏板2C設(shè)置有轉(zhuǎn)換裝置1(功率調(diào)節(jié)器)。如果轉(zhuǎn)換裝置1的輸出的各相并聯(lián)連接以得到發(fā)電的大輸出并且實(shí)現(xiàn)與三相AC系統(tǒng)3的系統(tǒng)互連，則可得到光伏電站。此光伏電站可在白天里執(zhí)行高輸出的相對(duì)穩(wěn)定的發(fā)電，同時(shí)抑制功率損失。

<<其他>>

在上述的三相AC電源裝置100的實(shí)施例中，已經(jīng)示出使用光伏板作為DC電源的示例。然而，DC電源不限于此。例如，可使用蓄電池或者可結(jié)合使用光伏發(fā)電和蓄電池作為DC電源。在結(jié)合蓄電池的情況下，可用光伏板的輸出將蓄電池充電，并且可在白天里用來(lái)自光伏板的功率并且在夜間用來(lái)自蓄電池的功率來(lái)供應(yīng)三相AC系統(tǒng)。

在轉(zhuǎn)換裝置1(功率轉(zhuǎn)換裝置1P)中，如果使用蓄電池替代光伏板2，則還可以從三相AC系統(tǒng)3接收功率并且將DC功率輸出到第一DC電源、第二DC電源和第三DC電源。也就是說(shuō)，如果單相逆變器電路11的電流目標(biāo)值(Iinv*)的相位和電壓目標(biāo)值(Vinv*)的相位彼此移位180度，則還可以通過(guò)電流目標(biāo)值(Iin*)的相同控制，執(zhí)行從三相AC系統(tǒng)3到各DC電源的反轉(zhuǎn)方向上的輸出。

已經(jīng)驗(yàn)證，可使用實(shí)際機(jī)器得到與以上實(shí)施例中的各模擬相同的結(jié)果。

要注意，本文中公開(kāi)的實(shí)施例在所有方面僅僅是示例性的，而不應(yīng)該被認(rèn)為是限制性的。本發(fā)明的范圍由權(quán)利要求書(shū)的范圍限定，旨在包括與權(quán)利要求書(shū)的范圍和該范圍內(nèi)的所有修改形式等同的含義。

參考符號(hào)列表

1 轉(zhuǎn)換裝置

1P 功率轉(zhuǎn)換裝置

2 光伏板(DC電源)

2C 聚光光伏板

3 三相AC系統(tǒng)

3p 系統(tǒng)相電源

10 升壓電路

11 單相逆變器電路

12 控制單元

15 DC電抗器

17 第一電壓傳感器

18 第一電流傳感器

19 電容器

21 濾波器電路

22 AC電抗器

23 電容器

24 第二電流傳感器

25 第二電壓傳感器

26 電容器

30 控制處理單元

32 電路控制單元

33 電路控制單元

34 求平均處理單元

41 第一計(jì)算部

42 第一加法器

43 補(bǔ)償器

44 第二加法器

51 第二計(jì)算部

52 第三加法器

53 補(bǔ)償器

54 第四加法器

100 三相AC電源裝置

200 功率轉(zhuǎn)換裝置

201 光伏板

202 電容器

203 升壓電路

204 DC母線

205 平滑電路

206 電容器

207 三相逆變器電路

208至210 AC電抗器

211至213 電容器

220 三相AC系統(tǒng)

L_B DC母線

L_in 電路徑

Q1至Q4、Qa、Qb 開(kāi)關(guān)元件