本發(fā)明涉及電源技術(shù)領(lǐng)域，尤其涉及一種高效數(shù)字電源的最大效率點的標(biāo)定方法。

背景技術(shù)：

高效數(shù)字電源的核心結(jié)構(gòu)為llc(半橋或全橋諧振)電路。llc諧振電路通過控制開關(guān)管q的開關(guān)頻率改變諧振腔的工作頻率。諧振腔由諧振電感l(wèi)r、諧振電容cr、變壓器的勵磁電感l(wèi)m組成。通常，工作在諧振點率fs：時，輸出的電壓增益始終為1，與負載大小無關(guān)，電路具有較高的電能轉(zhuǎn)換效率。通過llc電路，數(shù)字電源可以在從零到全負載范圍內(nèi)，初級實現(xiàn)zvs，次級實現(xiàn)zcs，可大大降低開關(guān)損耗。

然而，由于llc電路中，通過諧振電容值與諧振電感值直接決定電路的諧振頻率點，而電容、電感等元器件參數(shù)除了生產(chǎn)的差異外，其參數(shù)對溫度也很敏感。為獲得電路電能轉(zhuǎn)換的最大效率點，需要通過控制pwm(pulsewidthmodulation，脈沖寬度調(diào)制)發(fā)生器的工作頻率，將llc諧振電路內(nèi)的控制開關(guān)管q的工作頻率設(shè)定在llc電路的諧振頻率點上。因此，準(zhǔn)確地測定llc電路的諧振頻率點，對提升電源工作效率顯得至關(guān)重要。

由于pwm發(fā)生器的工作原理是，將誤差放大器的輸出端電壓與三角波電壓實時比較，從而確定輸出脈沖的電平高低以獲得矩形脈沖，即pwm脈沖。電源中，需要由所述pwm脈沖波控制llc電路中開關(guān)管q的通斷。也就是說，llc電路中開關(guān)管q的工作頻率由pwm發(fā)生器的工作頻率決定，而pwm發(fā)生器的工作頻率實際由其輸入的三角波的頻率決定。pwm發(fā)生器輸出脈沖的占空比通過誤差放大器的輸出端電壓決定。

針對這一特性，現(xiàn)有的技術(shù)在電源產(chǎn)品出廠前只能通過人工的方式，調(diào)節(jié)pwm發(fā)生器所連接的振蕩器輸入端的可調(diào)電阻rv和可調(diào)電容cv，通過可調(diào)電阻rv和可調(diào)電容cv的值獲得與llc電路諧振頻率相同的三角波頻率。通過調(diào)整三角波的頻率，獲得不同頻率的pwm波，將llc電路中開關(guān)管q的工作頻率調(diào)整至llc電路的諧振頻率上。以此提高電路的轉(zhuǎn)化效率。以此使電源產(chǎn)品的效率性能達到最佳。

但，現(xiàn)有的調(diào)試方式下，技術(shù)人員在調(diào)節(jié)pwm發(fā)生器所連接的振蕩器輸入端的可調(diào)電阻rv和可調(diào)電容cv時，只能通過負載電流波形，來判斷當(dāng)前頻率下電源效率是否達到最佳?，F(xiàn)有的調(diào)試過程繁瑣，且判斷依據(jù)過于主觀，調(diào)試結(jié)果一致性欠佳。因此，目前急需一種能夠準(zhǔn)確、方便地將pwm發(fā)生器的工作頻率調(diào)整至llc電路諧振頻率的方法，以此提高數(shù)字電源的效率。

技術(shù)實現(xiàn)要素：

為了解決現(xiàn)有技術(shù)存在的不足，本發(fā)明的目的在于提供一種調(diào)整電源中pwm發(fā)生器工作頻率的方法及電路。

首先，為實現(xiàn)上述目的，提出一種調(diào)整電源中pwm發(fā)生器工作頻率的方法，包括以下步驟：

第一步，固定電源中pwm發(fā)生器的占空比，掃頻調(diào)整所述pwm發(fā)生器的工作頻率，直至所述電源的輸出端電壓達到最大，獲得電源諧振頻率；所述電源諧振頻率為所述輸出端電壓最大時所述pwm發(fā)生器對應(yīng)的工作頻率；

第二步，將所述pwm發(fā)生器的工作頻率固定為所述電源諧振頻率。

進一步，上述方法中，所述第一步中，掃頻調(diào)整所述pwm發(fā)生器的工作頻率，直至所述電源的輸出端電壓達到最大，獲得電源諧振頻率的具體步驟如下：

s1，固定電源中pwm發(fā)生器的占空比，根據(jù)電源特性確定掃頻范圍；

s2，選擇所述掃頻范圍內(nèi)的一個頻率，設(shè)置所述pwm發(fā)生器的工作頻率為該頻率；

s3，對所述電源的輸出端電壓進行采樣，記錄該頻率所對應(yīng)的輸出端電壓；

s4，選擇所述掃頻范圍內(nèi)的另一個頻率重復(fù)所述s2至s3，直至遍歷所述掃頻范圍內(nèi)的全部頻率；比較各頻率所對應(yīng)的輸出端電壓，由所述輸出端電壓的最大值確定所述pwm發(fā)生器的工作頻率。

具體而言，上述方法中，所述掃頻范圍由電源工作頻率、電源中諧振電感l(wèi)r誤差范圍和諧振電容cr的誤差范圍共同確定。

上述方法中，所述掃頻范圍內(nèi)各頻率之間間隔由掃頻精度和掃頻搜索時間共同決定。掃頻精度即頻率的準(zhǔn)確度，掃頻搜索時間即搜索第一步中整個掃頻過程所需時間。掃頻精度越高，各頻率之間間隔越小，掃頻搜索時間越長。

進一步，上述方法的步驟s4中，每隔周期t，選擇所述掃頻范圍內(nèi)的另一個頻率重復(fù)所述s2至s3；所述周期t不短于電源上升到穩(wěn)態(tài)的時間。

其次，為實現(xiàn)上述目的，還提出一種使用上述方法的提高電源工作效率的電路，包括：模數(shù)轉(zhuǎn)換器、最大值寄存器和模式控制模塊；

所述模數(shù)轉(zhuǎn)換器的輸入端連接所述電源的輸出端，所述模數(shù)轉(zhuǎn)換器的輸出端連接所述最大值寄存器的輸入端，所述最大值寄存器的輸出入端連接所述模式控制模塊，所述模式控制模塊的控制信號輸出端連接所述電源中pwm發(fā)生器的控制接口；

所述模數(shù)轉(zhuǎn)換器用于通過輸入端對所述電源的輸出端電壓進行采樣，并將采樣獲得的所述輸出端電壓進行模數(shù)轉(zhuǎn)換，輸出電壓值；

所述最大值寄存器用于比較其存儲的電壓值與所述模數(shù)轉(zhuǎn)換器輸出的電壓值，更新存儲內(nèi)容為最大的電壓值以及獲得最大電壓值時電源中pwm發(fā)生器所對應(yīng)的工作頻率；

所述模式控制模塊用于在掃頻模式下，控制所述pwm發(fā)生器輸出信號的占空比為固定值，同時控制所述pwm發(fā)生器的工作頻率，遍歷所述掃頻范圍內(nèi)的全部頻率；所述模式控制模塊還用于在定頻工作模式下，控制所述pwm發(fā)生器的工作頻率為所述最大值寄存器中存儲的工作頻率。

進一步，上述電路中，還包括定時模塊，所述定時模塊與所述模式控制模塊連接，固定周期向所述模式控制模塊輸出定時中斷信號；所述模式控制模塊接收到所述定時中斷信號后，控制所述pwm發(fā)生器的工作頻率為所述掃頻范圍內(nèi)的下一個頻率。

更進一步，上述電路中，所述掃頻范圍為電源工作頻率±電源中諧振元器件的誤差范圍，并以數(shù)組形式存儲于所述模式控制模塊內(nèi)。

其中，所述數(shù)組中元素個數(shù)為20個，各元素所對應(yīng)的頻率在掃頻范圍內(nèi)均勻分布。

有益效果

本發(fā)明，以模式控制模塊控制電源內(nèi)pwm發(fā)生器先進行掃頻，獲得使得電源輸出電壓最大的電源諧振頻率，將該頻率存儲于最大值寄存器中，再在定頻工作模式下，固定所述pwm發(fā)生器的工作頻率為該頻率。以此，本發(fā)明所提供的電路能夠?qū)㈦娫磧?nèi)llc諧振電路的功率級開關(guān)管q的工作頻率設(shè)定在llc電路本身的諧振頻率上，以此提高電源的工作效率。

進一步，本發(fā)明將上述控制方法集成于所述模式控制模塊內(nèi)部，僅利用電源內(nèi)現(xiàn)有的模數(shù)轉(zhuǎn)換器以及相應(yīng)寄存器，即可實現(xiàn)對電源內(nèi)功率級開關(guān)管q工作頻率的優(yōu)化。本發(fā)明硬件成本低廉，且無需人工操作，可針對各電源自身llc電路的諧振特性，單獨確認每一個電源的諧振頻率，從而提高電源的工作效率。

進一步，本發(fā)明中，掃頻范圍以及掃頻范圍內(nèi)各頻率之間的間隔均可根據(jù)電源特性進行調(diào)整，因而，本發(fā)明所獲得的電源固有的諧振頻率更加精確，且貼合實際電路，具有工程意義。

本發(fā)明的其它特征和優(yōu)點將在隨后的說明書中闡述，并且，部分地從說明書中變得顯而易見，或者通過實施本發(fā)明而了解。

附圖說明

附圖用來提供對本發(fā)明的進一步理解，并且構(gòu)成說明書的一部分，并與本發(fā)明的實施例一起，用于解釋本發(fā)明，并不構(gòu)成對本發(fā)明的限制。在附圖中：

圖1為根據(jù)本發(fā)明實施例的提高電源工作效率的方法流程圖；

圖2為根據(jù)本發(fā)明實施例的提高電源工作效率的電路的結(jié)構(gòu)框圖；

圖3為本發(fā)明實施中電源輸出端電壓和工作頻率之間的曲線圖；

圖4為目前電源效率檢測技術(shù)的示意圖。

具體實施方式

以下結(jié)合附圖對本發(fā)明的優(yōu)選實施例進行說明，應(yīng)當(dāng)理解，此處所描述的優(yōu)選實施例僅用于說明和解釋本發(fā)明，并不用于限定本發(fā)明。

圖1為根據(jù)本發(fā)明的調(diào)整電源中pwm發(fā)生器工作頻率的方法流程圖。將其適用于圖2所示的提高電源工作效率的電路中時，電路包括：模數(shù)轉(zhuǎn)換器、最大值寄存器和模式控制模塊；

所述模數(shù)轉(zhuǎn)換器的輸入端連接所述電源的輸出端，所述模數(shù)轉(zhuǎn)換器的輸出端連接所述最大值寄存器的輸入端，所述最大值寄存器的輸出入端連接所述模式控制模塊，所述模式控制模塊的控制信號輸出端連接所述電源中pwm發(fā)生器的控制接口；

所述模數(shù)轉(zhuǎn)換器用于通過輸入端對所述電源的輸出端電壓進行采樣，并將采樣獲得的所述輸出端電壓進行模數(shù)轉(zhuǎn)換，輸出電壓值；

所述最大值寄存器用于比較其存儲的電壓值與所述模數(shù)轉(zhuǎn)換器輸出的電壓值，更新存儲內(nèi)容為最大的電壓值以及獲得最大電壓值時電源中pwm發(fā)生器所對應(yīng)的工作頻率；

所述模式控制模塊用于在掃頻模式下，控制所述pwm發(fā)生器輸出信號的占空比為固定值，同時控制所述pwm發(fā)生器的工作頻率，遍歷所述掃頻范圍內(nèi)的全部頻率；所述模式控制模塊還用于在定頻工作模式下，控制所述pwm發(fā)生器的工作頻率為所述最大值寄存器中存儲的工作頻率。

具體而言，模式控制模塊的工作步驟如下：

第一步，固定電源中pwm發(fā)生器的占空比，掃頻調(diào)整所述pwm發(fā)生器的工作頻率，直至所述電源的輸出端電壓達到最大，獲得電源諧振頻率；所述電源諧振頻率為所述輸出端電壓最大時所述pwm發(fā)生器對應(yīng)的工作頻率；

第二步，將所述pwm發(fā)生器的工作頻率固定為所述電源諧振頻率。

進一步，上述方法中，所述第一步中，掃頻調(diào)整所述pwm發(fā)生器的工作頻率，直至所述電源的輸出端電壓達到最大，獲得電源諧振頻率的具體步驟如下：

s1，固定電源中pwm發(fā)生器的占空比，根據(jù)電源特性確定掃頻范圍；

s2，選擇所述掃頻范圍內(nèi)的一個頻率，設(shè)置所述pwm發(fā)生器的工作頻率為該頻率；

s3，對所述電源的輸出端電壓進行采樣，記錄該頻率所對應(yīng)的輸出端電壓；

s4，選擇所述掃頻范圍內(nèi)的另一個頻率重復(fù)所述s2至s3，直至遍歷所述掃頻范圍內(nèi)的全部頻率；比較各頻率所對應(yīng)的輸出端電壓，由所述輸出端電壓的最大值確定所述pwm發(fā)生器的工作頻率。

具體而言，上述方法中，所述掃頻范圍由電源工作頻率、電源中諧振電感l(wèi)r誤差范圍和諧振電容cr的誤差范圍共同確定，本實施例中選擇為100k至150k。

上述方法中，所述掃頻范圍內(nèi)各頻率之間間隔由掃頻精度和掃頻搜索時間共同決定，本實施例中，頻率間隔選擇為1.66k，從150k遞減掃頻。

進一步，上述方法的步驟s4中，每隔周期t，選擇所述掃頻范圍內(nèi)的另一個頻率重復(fù)所述s2至s3；所述周期t不短于電源上升到穩(wěn)態(tài)的時間，本實施例中設(shè)定為1分鐘。理論上只要在該頻率上輸出電壓已經(jīng)達到穩(wěn)態(tài)，測量出其電壓，即可以切換到下一個頻率，但也可根據(jù)實際測試的情況來加長或縮短周期。

為配合上述方法，圖2所示的電路中，還可包括定時模塊，所述定時模塊與所述模式控制模塊連接，固定周期向所述模式控制模塊輸出定時中斷信號；所述模式控制模塊接收到所述定時中斷信號后，控制所述pwm發(fā)生器的工作頻率為所述掃頻范圍內(nèi)的下一個頻率。

本實施例中，掃頻范圍，根據(jù)實際情況來定。一般理論上可以計算出llc的諧振頻率，根據(jù)電容，電感的誤差范圍，估算初設(shè)在±δf的范圍內(nèi)，根據(jù)實驗測試的波形，得到類似于圖三的圖形，然后，再根據(jù)實測的最佳頻率點在圖形中的位置來確定是否擴大或縮小范圍，若頻率點在給定頻率范圍邊界時，則需要擴大范圍或調(diào)整范圍。為方便調(diào)節(jié)，實際應(yīng)用中也可以將δf設(shè)置成可通過外部可調(diào)節(jié)設(shè)置的變量。

對于頻率之間間隔：舉例而言，若設(shè)定的頻率范圍為±20k，其間設(shè)定20個點，推算其每個點的頻率，設(shè)置其步長；如果需要精確，可以其間設(shè)更多的點，這樣步長更小，更精確，搜索時間也更長。具體還是根據(jù)實際情況來定。

因此，具體而言，上述電路中，所述掃頻范圍由100k至150k，并以數(shù)組形式存儲于所述模式控制模塊內(nèi)。數(shù)組內(nèi)元素包括頻率f[i](一共有n個頻率點，i<n)，每個頻率f[i]會對應(yīng)一個輸出電壓v[i]。但所有頻率點運行一遍后，即可獲得每次頻率點對應(yīng)的輸出電壓，比較電壓值找出最大電壓v[max]，其對應(yīng)的頻率點即是llc電路的固有諧振頻率點(本實施例中，從圖3可知為130k)。

其中，所述數(shù)組中每個元素所對應(yīng)的頻率之間間隔為1.66k。

參照圖3所示的掃頻-電壓采樣結(jié)果。圖中，橫軸坐標(biāo)為頻率，縱軸坐標(biāo)為電源輸出端電壓增益，負載電流固定為15a。但頻率由100k至150k變化時，通過電壓增益的變化曲線可知，該電源的諧振頻率fs：諧振頻率在130k。其中，lr為圖2所示電路中的諧振電感值，cr為諧振電容值。

本發(fā)明技術(shù)方案的優(yōu)點主要體現(xiàn)在：相對于圖4所示的現(xiàn)有技術(shù)而言，本發(fā)明無需人工調(diào)節(jié)可調(diào)電阻rv與可調(diào)電容cv，本發(fā)明通過軟件方法直接對pwm發(fā)生器的工作頻率進行調(diào)節(jié)，根據(jù)掃頻過程中單元輸出端電壓的變化即可比較出電源固有的諧振頻率。本發(fā)明能夠提高電源工作頻率調(diào)節(jié)的精度，而且調(diào)節(jié)效率更高，調(diào)整后，電源工作效率能夠顯著提高。

附圖中信號說明：

rv:可調(diào)電阻；

cv:可調(diào)電容；

vin:功率級模塊輸入電壓；

vout:電源輸出端電壓；

vs:電源輸出端電壓經(jīng)采樣得到的信號；

f[n]:變頻中對應(yīng)的頻率點；

v[n]:頻率變化，對應(yīng)頻率的輸出端電壓ad采樣經(jīng)折算后的電壓值；

v[max]:輸出端電壓最大值；

f[max]:輸出端電壓最大值所對應(yīng)的頻率。

本領(lǐng)域普通技術(shù)人員可以理解：以上所述僅為本發(fā)明的優(yōu)選實施例而已，并不用于限制本發(fā)明，盡管參照前述實施例對本發(fā)明進行了詳細的說明，對于本領(lǐng)域的技術(shù)人員來說，其依然可以對前述各實施例記載的技術(shù)方案進行修改，或者對其中部分技術(shù)特征進行等同替換。凡在本發(fā)明的精神和原則之內(nèi)，所作的任何修改、等同替換、改進等，均應(yīng)包含在本發(fā)明的保護范圍之內(nèi)。