本發(fā)明的各方面大體上涉及無線通信系統(tǒng)，尤其涉及在大規(guī)模多輸入多輸出無線通信系統(tǒng)中的多信道接入。

背景技術(shù)：

手機、智能電話和平板設(shè)備等現(xiàn)代無線通信設(shè)備的激增預(yù)料到了嘗試連接的用戶和設(shè)備數(shù)量隨之增加。未來的通信系統(tǒng)將預(yù)期為大量用戶和設(shè)備提供并發(fā)連接。例如，考慮圖1所示的通信系統(tǒng)100，圖1示出了移動無線通信網(wǎng)絡(luò)的典型小區(qū)118。小區(qū)118支持與基站102通信的多個用戶，用戶1到用戶K。每個用戶，用戶1到用戶K，大約同時向基站102傳輸數(shù)據(jù)流104到116。為支持與大量用戶的并發(fā)通信，小區(qū)118等小區(qū)將需要實現(xiàn)多址接入方案以將各個數(shù)據(jù)流104至116與用戶間干擾分離，用戶間干擾也可稱為串音干擾。

時分多址(time-division multiple access，TDMA)和頻分多址(frequency division multiple access，F(xiàn)DMA)等典型多址方案已經(jīng)包含在當(dāng)前的通信標(biāo)準(zhǔn)中，并且廣泛地用于商業(yè)通信系統(tǒng)中。在TDMA中，通過在非重疊時隙中調(diào)度每個用戶劃分用戶之間的可用傳輸時間。用戶輪流傳輸，因此一個用戶不會干擾另一個用戶的傳輸。通過在非重疊時隙中調(diào)度用戶，TDMA不存在用戶間干擾。然而，劃分所有用戶之間的傳輸時間導(dǎo)致頻譜效率的嚴(yán)重降低。

一種如在TDMA中操作的那樣按時間分離用戶的替代方案是通過向不同用戶分配可用帶寬的不同部分按頻率分離用戶。利用頻率分離用戶稱為FDMA。在FDMA系統(tǒng)中，接收器在頻域中分離用戶，這樣觀察不到用戶間干擾。為提供多個用戶的并發(fā)獨立傳輸，F(xiàn)DMA消耗稀缺資源的額外帶寬。因此，與TDMA類似，F(xiàn)DMA犧牲了頻譜效率來分離用戶。

FDMA的一種常見實現(xiàn)方式是正交頻分多址接入(orthogonal frequency division multiple access，OFDMA)，OFDMA已在第三代合作伙伴計劃(third generation partnership project，3GPP)開發(fā)的長期演進(jìn)(Long Term Evolution，LTE)和高級LTE(LTE-Advanced，LTE-A)等大量當(dāng)前無線標(biāo)準(zhǔn)中采用。OFDMA在傳輸數(shù)據(jù)時使用先前未使用的稱為循環(huán)前綴的子塊來創(chuàng)建看起來像單路徑信道的有效多路徑無線信道，從而產(chǎn)生一種更簡單的接收器設(shè)計。然而，這種簡單性以多樣性的損失為代價。

為避免TDMA和FDMA的頻譜效率降低并更好地利用可用時頻資源，基于信號空間的多址方案已經(jīng)引起了人們關(guān)注。這些信號空間方案包括編碼、調(diào)制和交織器類型的多址方案。這些方案使用信號空間特性來分離來自多個用戶的同時傳輸。例如，碼分多址接入(code division multiple access，CDMA)及其一些變體，例如利用低密度簽名的變體，已經(jīng)變得普及并在商業(yè)標(biāo)準(zhǔn)中得到支持。通常，在碼域中保持完全獨立使得干擾信號能夠可靠地分離是一項具有挑戰(zhàn)性的任務(wù)。交織分多址接入(interleave division multiple access，IDMA)等其它編碼和信號空間多址策略與CDMA具有相同的基礎(chǔ)并存在類似缺點和限制。

另一種多址技術(shù)是空分多址接入(space division multiple access，SDMA)，SDMA允許多個用戶共享相同時頻資源并且依賴于覆蓋區(qū)域內(nèi)的用戶位置來提供信號分離。SDMA系統(tǒng)中的接收器和/或發(fā)射器需要配備多個天線，以提供分離與不同用戶關(guān)聯(lián)的發(fā)射和接收波束的能力。分離是可能的，因為空間上不同的波束相互產(chǎn)生有限干擾。基于空間的方案已經(jīng)并入LTE等一些當(dāng)前通信系統(tǒng)標(biāo)準(zhǔn)中。

最新的理論和硬件進(jìn)展使得具有多個天線的設(shè)備可用，并且趨勢是陣列中的有源天線元件的數(shù)量不斷增長。這種趨勢反映在工業(yè)標(biāo)準(zhǔn)中，其中，較新的版本支持具有更多數(shù)量的天線端口的多輸入多輸出(multi-input multi-output，MIMO)鏈路。天線元件的數(shù)量進(jìn)一步增加，尤其是在基站中，被設(shè)想為一種用以提高未來通信系統(tǒng)的頻譜效率的具吸引力的方案。具有許多有源天線元件的這些較大系統(tǒng)通常被稱為大規(guī)模MIMO(massive MIMO，mMIMO)，也可被稱為大規(guī)模天線系統(tǒng)、極大MIMO、超大MIMO或全維度MIMO。

為在如圖1所示的小區(qū)118等小區(qū)中的mMIMO內(nèi)啟用SDMA，應(yīng)該知道發(fā)射天線和接收天線之間的信道矩陣。信道估計是必要的，因為信道估計允許分離由不同用戶，用戶1至用戶K，發(fā)送的數(shù)據(jù)流104至116。通常，信道矩陣用于定義發(fā)射天線和接收天線的集合之間的傳遞特性，并且對于每個數(shù)據(jù)流或用戶是不同的。這些信道矩陣可被視為由環(huán)境產(chǎn)生的空間特征，因此是可變的并且需要獲得。一旦被估計，這些空間特征可用于在接收器處執(zhí)行空間濾波或在發(fā)射器處進(jìn)行空間預(yù)編碼，以允許來自包括用戶1至用戶K的多個用戶的多個數(shù)據(jù)流104至116的并發(fā)傳輸和接收，其中可忽略或不存在用戶間干擾。

在接入節(jié)點、用戶、基站、射頻頭、超級發(fā)射器等不同節(jié)點之間的信道特性的估計通常通過在預(yù)定時隙中傳輸發(fā)射器和接收器都已知的信號來完成。這些信號被稱為參考信號/符號或?qū)ьl符號，并且發(fā)送這些導(dǎo)頻符號允許估計發(fā)射和接收節(jié)點之間的未知無線信道。然而，使用這些信號通常導(dǎo)致頻譜效率降低，因為用于傳輸導(dǎo)頻符號的資源不可用于數(shù)據(jù)傳輸。因此，希望在保持足夠信道估計的同時盡可能地將傳輸?shù)膶?dǎo)頻符號的數(shù)量減到最低。導(dǎo)頻符號的數(shù)量和密度取決于天線的數(shù)量和信道的時頻特性。

通常，當(dāng)獲得信道(例如，可以通過影響窄帶傳輸信號的等效復(fù)數(shù)建模的信道)時，對于要獲得的每個未知項，需要至少一個線性方程，以獲得信道的有意義的估計。在天線間隔被配置為使得其產(chǎn)生滿秩信道矩陣的特定情況下也是如此。為獲得從具有N_b個天線的基站到各具有N_u個天線的K個用戶的下行信道，至少需要N_b個導(dǎo)頻符號，即每個基站天線一個導(dǎo)頻符號。或者，需要長度為N_b的N_b個正交序列(或跨越維度為N_b的子空間)。對于上行傳輸，所需的導(dǎo)頻符號的數(shù)量變?yōu)镵N_u，這意味著導(dǎo)頻符號的數(shù)量隨著用戶設(shè)備處的天線的數(shù)量線性增長。因此，上行傳輸無法順利地擴展到大規(guī)模天線陣列。

針對這個個問題的一個方案是使用信道互易性。在上行和下行傳輸發(fā)生在相同頻帶上的系統(tǒng)中，可以假定上行和下行信道在給定時刻是相同的。通過該假設(shè)，時分雙工(time division duplex，TDD)操作允許使用多個導(dǎo)頻符號，所述導(dǎo)頻符號的數(shù)量為基站處的天線數(shù)量N_b處的天線數(shù)量與用戶數(shù)量乘以用戶設(shè)備處的天線數(shù)量KN_u，中的較小者，如方程(1)所示：

min{KN_u，N_b}。 (1)

在實踐中，移動用戶的天線端口的數(shù)量保持較低，以允許更小的尺寸和更簡單的處理，這為用戶設(shè)備提供更長的電池壽命和更低的成本。然而，基站可以提供更大數(shù)量的天線端口，因此通常基站處的天線端口的數(shù)量比用戶設(shè)備處的天線端口的數(shù)量大得多：N_b＜＜N_u。例如，在基站和K個用戶處利用mMIMO的場景下，每個用戶具有單個天線，獲得TDD模式下的上行和下行信道必不可少的導(dǎo)頻符號的所需數(shù)量等于用戶數(shù)量K。在mMIMO系統(tǒng)中，預(yù)期使K＜＜N_b，這導(dǎo)致可承受的開銷或者頻譜效率降低，因為導(dǎo)頻信號的傳輸。

導(dǎo)頻符號的所需密度取決于無線信道特性以及特性如何隨時間和頻率變化。時間上的變化取決于多種因素，包括移動用戶等節(jié)點的移動性。用戶移動得越快，由于多普勒效應(yīng)更大，導(dǎo)致信道在時間上改變越快?？梢约僭O(shè)無線信道在稱為相干間隔T_c的某一時間間隔內(nèi)保持不變，并且是載波頻率和移動節(jié)點的速度的函數(shù)。為在相干間隔T_c期間的發(fā)射天線和接收天線之間的信道期間獲得發(fā)射天線和接收天線之間的信道，每個相干間隔需要至少一個導(dǎo)頻符號。類似地，按頻率變化的無線信道通常由相干帶寬B_c表征，相干帶寬B_c取決于信道的延遲分布和符號持續(xù)時間。因此，為獲得時頻網(wǎng)格中的TDD模式無線信道以在具有K個用戶的小區(qū)中進(jìn)行mMIMO通信，每個用戶具有單個天線，需要K個正交導(dǎo)頻符號以獲得大小為T_c×B_c的時頻網(wǎng)格。每個導(dǎo)頻符號關(guān)聯(lián)到一個用戶。

SDMA可用于促進(jìn)用戶的大規(guī)模并發(fā)連接。然而，啟用SDMA需要為所有用戶獲取發(fā)射和接收天線之間的無線信道的有效估計。圖2示出了大體上由數(shù)字200表示的多址信道，其中K個用戶202、204、206都具有通過共享介質(zhì)222與接收器208通信的單個天線210、212、214。接收器208包括標(biāo)記為216-1至216-n的天線端口或天線的大陣列。發(fā)射和接收天線之間的信道的估計可以通過使發(fā)射節(jié)點發(fā)送在接收節(jié)點處已知的導(dǎo)頻符號來實現(xiàn)。在時頻網(wǎng)格中的這些導(dǎo)頻符號的位置和每個導(dǎo)頻符號的相關(guān)值通常是預(yù)定的。為支持足夠估計，從每個用戶202、204、206發(fā)出的導(dǎo)頻符號應(yīng)該是周期性的，其中周期或符號序列中的符號數(shù)量N等于相干間隔T_c乘以相干帶寬B_c：N＝T_c B_c。該周期允許接收器充分地跟蹤隨時間和頻率的信道變化。一旦獲得無線信道的足夠估計，mMIMO接收器218就可以生成傳輸數(shù)據(jù)220的估計。圖3示出了在使用上文所述相干間隔304的TDD系統(tǒng)中使用的常規(guī)傳輸協(xié)議300。傳輸協(xié)議300協(xié)調(diào)從包括用戶1至用戶K的K個用戶傳輸?shù)腒個符號流302-1、302-2到302-n，所有用戶共享相同的頻率資源。每個符號流302-1至302-n是周期性的，具有一個相干間隔304的周期，并且被劃分成N個時隙或符號持續(xù)時間，例如由數(shù)字306指示的時隙。在一個相干間隔304期間傳輸?shù)腘個符號的序列在本文稱為符號序列。表示在N個符號持續(xù)時間或時隙上的總傳輸時間304的每個符號序列302-1、302-2、302-3都被劃分為四個不重疊的階段：信道訓(xùn)練308、上行數(shù)據(jù)傳輸310、處理時間312及下行數(shù)據(jù)傳輸314。

信道訓(xùn)練308用于獲得用戶與基站之間的信道。在信道訓(xùn)練308期間，每個用戶，用戶1至用戶K，在不同的時隙期間傳輸已知導(dǎo)頻符號316，使得導(dǎo)頻符號316互不干擾。如本文所使用的約定，第一用戶(用戶1)在第一時隙318期間傳輸其導(dǎo)頻符號316，第二用戶(用戶2)在第二時隙320期間傳輸其導(dǎo)頻符號316，并且繼續(xù)到最后一個用戶(用戶K)，其在第K時隙322期間傳輸其導(dǎo)頻符號316。當(dāng)一個用戶(用戶2)正在傳輸導(dǎo)頻符號316時，用戶1、用戶3至用戶K等所有其它用戶不傳輸任何數(shù)據(jù)。這導(dǎo)致正交導(dǎo)頻符號316不干擾其它符號序列。

在圖3中，空白符號328用于表示在沒有傳輸信號的期間的符號持續(xù)時間或時隙。在mMIMO系統(tǒng)的情況下，每個用戶，用戶1至用戶K，每個相干間隔304一個正交導(dǎo)頻符號316足以獲取信道并允許有意義的信道估計。本文使用的術(shù)語“正交信號”是指互不干擾的信號，而“非正交信號”是指互相干擾的信號。因此，對于K個用戶，需要在每個相干間隔304上的在K個時頻資源306中傳輸K個正交導(dǎo)頻符號316。

協(xié)議300的第二階段是上行數(shù)據(jù)傳輸310，其中包括用戶1至用戶K的所有用戶的上行數(shù)據(jù)以非正交方式在相同的時頻資源上傳輸，使得如圖2所示的基站208等基站接收所有傳輸?shù)纳闲袛?shù)據(jù)符號322的疊加。然后在接收器處使用SDMA分離疊加的上行數(shù)據(jù)符號，例如符號330、332、334，以恢復(fù)用戶1到用戶K中每個用戶的各個上行數(shù)據(jù)符號322。

在上行數(shù)據(jù)傳輸階段310完成之后，需要由標(biāo)記為處理時間326的時隙表示的處理時間階段312來執(zhí)行信道估計和預(yù)編碼用戶數(shù)據(jù)以進(jìn)行下行傳輸。在某些系統(tǒng)中，所需的處理時間小于一個時隙或符號持續(xù)時間，從而允許跳過處理時間階段312。

傳輸協(xié)議300的最后階段是下行數(shù)據(jù)傳輸階段314，在該階段期間，包括用戶1至用戶K的用于所有用戶的下行數(shù)據(jù)符號324使用信道估計進(jìn)行預(yù)編碼，并且通過相同的時頻資源以非正交方式傳輸。

上行數(shù)據(jù)傳輸階段310和下行數(shù)據(jù)傳輸階段314中的時隙的持續(xù)時間或數(shù)量可以基于需要傳輸?shù)纳闲泻拖滦袛?shù)據(jù)的量來調(diào)整。在某些情況下，沒有下行數(shù)據(jù)傳輸，并且傳輸協(xié)議300僅包括前兩個階段，即正交信道訓(xùn)練308，隨后是非正交上行數(shù)據(jù)傳輸310。對于沒有下行傳輸314的情況或?qū)τ陬l分雙工(Frequency–Division Duplex，F(xiàn)DD)的情況，傳輸協(xié)議僅包含前兩個階段，即如圖4所示的正交信道訓(xùn)練308，隨后是所有用戶數(shù)據(jù)的非正交上行傳輸310。

圖4示出了在FDD傳輸中使用的常規(guī)傳輸協(xié)議400。傳輸協(xié)議400包括由包括用戶1、用戶2……用戶K的K個用戶傳輸?shù)囊唤MK個符號序列402-1、402-2、402-K。每個符號序列402-1、402-2、402-K占據(jù)相干間隔404內(nèi)的同一組時頻資源。在信道訓(xùn)練階段408期間，在每個符號序列中傳輸單個導(dǎo)頻符號416，而不傳輸其它符號序列。在沒有傳輸期間的時隙在圖4中表示為空白符號424。由于其它符號序列是沉默的，在導(dǎo)頻符號中沒有干擾，從而能夠可靠地估計信道。一旦已經(jīng)訓(xùn)練所有符號序列402-1、402-2、402-K，則上行數(shù)據(jù)傳輸階段410開始。接收器可以使用SDMA技術(shù)中的信道估計來恢復(fù)干擾數(shù)據(jù)符號。

在使用如圖4所示的FDD傳輸方案400等傳輸方案的mMIMO系統(tǒng)中，如果空間信道是獨立的，則接收器可以分離不同用戶的上行數(shù)據(jù)而沒有用戶間干擾。用于成功解碼的協(xié)調(diào)用戶的最優(yōu)數(shù)量可以通過最大化在公式(2)給出的在接收器處可分離的傳輸符號的總數(shù)來獲得：

max_1≤K≤N-1K(N-K) (2)

其中，對于跨越N個符號的給定相干間隔，對用戶的有效數(shù)量K取最大值。這里假定所有數(shù)據(jù)符號包含相等的信息，即所有用戶采用相同的調(diào)制階數(shù)。上述優(yōu)化導(dǎo)致以下結(jié)論：對于信道訓(xùn)練和數(shù)據(jù)傳輸，相干時間應(yīng)當(dāng)被均等劃分。因此，在相同的時頻資源上操作的有效用戶的最優(yōu)數(shù)量應(yīng)當(dāng)設(shè)為并且可以被傳輸?shù)臄?shù)據(jù)符號的總數(shù)變?yōu)閭€數(shù)據(jù)符號。

未來通信系統(tǒng)要考慮的另一個問題是能量效率，特別是關(guān)于在移動節(jié)點處完成的信號處理。與更復(fù)雜的算法相比，具有低復(fù)雜度或少操作的信號處理算法消耗較少的處理功率并具有較少的處理延遲。對于mMIMO的情況，某些接收器類型具有顯著更高的計算復(fù)雜度。例如，采用最小均方誤差(minimum mean-square error，MMSE)操作的接收器需要極大矩陣的求逆，其中，其它類型的接收器依賴于使用矩陣乘法的算法，這是比矩陣求逆較為簡單的操作。

因此，需要可以提高無線通信信道的頻譜效率同時降低移動節(jié)點處的計算復(fù)雜度的方法和裝置。

技術(shù)實現(xiàn)要素：

本發(fā)明的目的是提供一種裝置和技術(shù)，允許更多用戶在MIMO中，特別是在mMIMO通信系統(tǒng)中，以更高的頻譜效率傳輸數(shù)據(jù)，同時在接收器處提供更好的能量效率。本文公開的技術(shù)和裝置在具有大量用戶或移動設(shè)備以及具有大量天線的接收器的無線通信系統(tǒng)有用。這些技術(shù)和裝置允許使用發(fā)射器-接收器結(jié)構(gòu)來傳送聯(lián)合數(shù)據(jù)和導(dǎo)頻符號，該結(jié)構(gòu)能夠?qū)崿F(xiàn)每個用戶或移動設(shè)備的信道增益的序列估計和通過SDMA的干擾消除。這種新技術(shù)基于半正交信道訓(xùn)練和多個用戶的并發(fā)數(shù)據(jù)傳輸和接收器處的順序空間濾波并且稱為半正交多址(semi-orthogonal multiple access，SOMA)。

前述和其它目標(biāo)通過獨立權(quán)利要求的特征來實現(xiàn)。另外的實施方式從從屬權(quán)利要求、描述內(nèi)容和附圖中顯而易見。

根據(jù)本發(fā)明的第一方面，通過在無線通信系統(tǒng)中使用的接入節(jié)點來獲得上述和另外的目標(biāo)和優(yōu)點。所述接入點包括控制器，所述控制器用于通過向多個發(fā)射器傳輸信息來協(xié)調(diào)相干間隔中的多個符號序列的傳輸，所述信息指示所述相干間隔中的時隙數(shù)量，在所述時隙之后，接收所述信息的發(fā)射器將開始發(fā)送其符號序列。所述接入節(jié)點還包括接收器，所述接收器包括用于接收所述多個符號序列的多個天線。包括一種解碼器，用于基于所述多個符號序列的協(xié)調(diào)傳輸來解碼所述多個符號序列，其中，所述解碼器用于基于所述導(dǎo)頻符號與第一符號序列的數(shù)據(jù)符號的疊加以及基于所述數(shù)據(jù)符號的估計檢測第二符號序列的導(dǎo)頻符號。

根據(jù)所述第一方面，在所述接入節(jié)點的第一可能實現(xiàn)形式中，所述控制器用于基于所述發(fā)射器在所述多個符號序列中生成的干擾量來選擇指示給發(fā)射器的時隙數(shù)量，其中，與產(chǎn)生較多干擾的發(fā)射器相比，產(chǎn)生較少干擾的發(fā)射器被發(fā)送更少數(shù)量的時隙。

根據(jù)如上所述第一方面或所述第一方面的所述第一可能實現(xiàn)形式，在所述接入節(jié)點的第二可能實現(xiàn)形式中，所述相干間隔中的時隙的所述數(shù)量大于所述多個發(fā)射器中的發(fā)射器的所述數(shù)量。

根據(jù)如上所述第一方面或所述第一方面的所述第一或第二可能實現(xiàn)形式，在所述接入節(jié)點的第三可能實現(xiàn)形式中，所述接入節(jié)點用于協(xié)調(diào)所述多個符號序列的所述傳輸，使得所述多個符號序列中的所有符號序列共享相同的時頻資源。

根據(jù)如上所述第一方面或所述第一方面的所述第一至第三可能實現(xiàn)形式中的任一項，在所述接入節(jié)點的第四可能實現(xiàn)形式中，所述控制器用于提供傳輸?shù)剿龆鄠€發(fā)射器的所述信息，使得所述信息指示用于不同發(fā)射器的時隙的不同數(shù)量。

根據(jù)如上所述第一方面或所述第一方面的所述第一至第四可能實現(xiàn)形式中的任一項，在所述接入節(jié)點的第五可能實現(xiàn)形式中，所述第一符號序列是接收的所述第一符號序列；以及所述解碼器用于基于所述第一符號序列而不是任何其它符號序列來估計與所述第一符號序列關(guān)聯(lián)的第一信道增益。

根據(jù)如上所述第一方面或所述第一方面的所述第一至第五可能實現(xiàn)形式中的任一項，在所述接入節(jié)點的第六可能實現(xiàn)形式中，所述控制器還用于改變隨后的相干間隔中在傳輸給特定發(fā)射器的所述信息中指示的時隙的所述數(shù)量。

根據(jù)如上所述第一方面或所述第一方面的所述第一至第六可能實現(xiàn)形式中的任一項，在所述接入節(jié)點的第七可能實現(xiàn)形式中，所述解碼器用于通過以下操作來估計與所述第二符號序列關(guān)聯(lián)的第二信道向量：確定與所述第一符號序列關(guān)聯(lián)的第一信道向量；基于所述第一信道向量的估計，使用對所述接收的多個符號序列的空間濾波來確定所述數(shù)據(jù)符號的所述估計；解碼所述數(shù)據(jù)符號的所述估計以獲得與所述數(shù)據(jù)符號關(guān)聯(lián)的二進(jìn)制數(shù)據(jù)；基于所述二進(jìn)制數(shù)據(jù)重新生成數(shù)據(jù)符號；基于所述重新生成的數(shù)據(jù)符號從所述導(dǎo)頻符號中消除干擾，以創(chuàng)建基本上無干擾的導(dǎo)頻符號；以及基于所述基本上無干擾的導(dǎo)頻符號生成所述估計的第二信道向量。

根據(jù)如上所述第一方面的所述第七可能實現(xiàn)形式，在所述接入節(jié)點的第八可能實現(xiàn)形式中，所述解碼器用于：基于所述二進(jìn)制數(shù)據(jù)執(zhí)行循環(huán)冗余校驗(cyclic redundancy check，CRC)；當(dāng)所述CRC成功時，使用所述重新生成的數(shù)據(jù)符號來估計所述第二信道向量；當(dāng)所述CRC失敗時，不使用所述重新生成的數(shù)據(jù)符號。

根據(jù)如上所述第一方面或所述第一方面的所述第八可能實現(xiàn)形式，在所述接入節(jié)點的第九可能實現(xiàn)形式中，解碼所述數(shù)據(jù)符號的所述估計包括檢測所述數(shù)據(jù)符號的所述估計。

根據(jù)如上所述第一方面或所述第一方面的所述第一至第六可能實現(xiàn)形式中的任一項，在所述接入節(jié)點的第十可能實現(xiàn)形式中，所述解碼器用于通過以下操作來估計第二信道向量：確定與所述第一符號序列關(guān)聯(lián)的第一信道向量；基于所述第一信道向量的所述估計，使用對所述接收的多個符號序列的空間濾波來確定所述數(shù)據(jù)符號的估計；基于所述數(shù)據(jù)符號的所述估計從所述導(dǎo)頻符號中消除干擾，以創(chuàng)建基本上無干擾的導(dǎo)頻符號；以及基于所述基本上無干擾的導(dǎo)頻符號生成所述估計的第二信道向量。

根據(jù)如上所述第一方面或所述第一方面的所述第十可能實現(xiàn)形式，在所述接入節(jié)點的第十一可能實現(xiàn)形式中，所述解碼器用于確定與所述多個符號序列對應(yīng)的多個估計信道向量，并且隨后基于所述多個估計信道向量并行解碼所述多個符號序列。

根據(jù)如上所述第一方面，在所述接入節(jié)點的第十二可能實現(xiàn)形式中，所述解碼器用于從所述多個估計的信道向量中構(gòu)造信道矩陣，并且基于所述信道矩陣使用聯(lián)合空間處理來估計干擾用戶的所述數(shù)據(jù)符號。

根據(jù)所述第一方面，在所述接入節(jié)點的第十三可能實現(xiàn)形式中，所述控制器用于基于所述發(fā)射器在所述多個符號序列中生成的干擾量來選擇發(fā)送給發(fā)射器的所述時隙數(shù)量，其中，與產(chǎn)生較多干擾的發(fā)射器相比，產(chǎn)生較少干擾的發(fā)射器被發(fā)送更少數(shù)量的時隙。

根據(jù)所述第一方面，在所述接入節(jié)點的第十四可能實現(xiàn)形式中，發(fā)送到發(fā)射器的所述信息還包括符號序列內(nèi)的一組一個或多個時隙，在所述一個或多個時隙期間，不應(yīng)當(dāng)傳輸符號；所述控制器用于基于所述發(fā)射器在所述多個符號序列中生成的干擾量來選擇所述一個或多個時隙。

根據(jù)本發(fā)明的第二方面，通過一種用于協(xié)調(diào)相干間隔中的多個符號序列的傳輸?shù)姆椒▉慝@得上述和另外的目標(biāo)和優(yōu)點。所述方法包括：向多個發(fā)射器傳輸信息，所述信息包括相干間隔中的時隙數(shù)量，在所述時隙之后，發(fā)射器將開始傳輸其符號序列；使用多個接收天線接收所述多個符號序列，其中，所述多個符號序列包括與導(dǎo)頻符號疊加的一個或多個疊加的數(shù)據(jù)符號。通過基于一個或多個估計信道向量對所述一個或多個疊加數(shù)據(jù)符號進(jìn)行空間濾波來確定一個或多個估計數(shù)據(jù)符號，其中，所述一個或多個估計信道向量中的每一個對應(yīng)于所述多個符號序列中的一個符號序列。然后從所述導(dǎo)頻符號中消除干擾以生成基本上無干擾的導(dǎo)頻信號，所述消除基于所述一個或多個估計的數(shù)據(jù)符號?；谂c所述一個符號序列關(guān)聯(lián)的所述基本上無干擾的導(dǎo)頻符號，生成所述多個符號序列中的一個符號序列的估計信道向量，并將所述估計信道向量包含在所述一個或多個估計信道向量中。

根據(jù)所述第二方面，在所述方法的第一可能實現(xiàn)形式中，改變隨后的相干間隔中的傳輸給特定發(fā)射器的時隙的所述數(shù)量。

根據(jù)如上所述第二方面和所述第二方面的第一可能實現(xiàn)形式，在所述方法的第二可能實現(xiàn)形式中，所述方法還包括：解碼所述一個或多個估計數(shù)據(jù)符號以獲得與所述一個或多個數(shù)據(jù)符號關(guān)聯(lián)的二進(jìn)制數(shù)據(jù)；基于所述二進(jìn)制數(shù)據(jù)重新生成所述一個或多個數(shù)據(jù)符號。然后，基于所述重新生成的一個或多個數(shù)據(jù)符號從所述導(dǎo)頻符號中消除干擾，以創(chuàng)建基本上無干擾的導(dǎo)頻符號。

根據(jù)如上所述第二方面和所述第二方面的所述第一或第二可能實現(xiàn)形式，在所述方法的第三可能實現(xiàn)形式中，當(dāng)與所述二進(jìn)制數(shù)據(jù)關(guān)聯(lián)的循環(huán)冗余校驗(cyclic redundancy check，CRC)成功時，與所述CRC結(jié)果關(guān)聯(lián)的重新生成的數(shù)據(jù)符號用于估計所述第二信道向量；當(dāng)所述CRC校驗失敗時，不使用所述重新生成的數(shù)據(jù)符號。

根據(jù)如上所述第二方面和所述第二方面的所述第一可能實現(xiàn)形式，在所述方法的第四可能實現(xiàn)形式中，當(dāng)在所述相干間隔中的連續(xù)時隙期間為所述多個符號序列中的每個符號序列按順序確定估計的信道向量時，然后基于所確定的估計信道向量并行解碼所述多個符號序列中的所述所有符號序列。

根據(jù)本發(fā)明的第三方面，通過計算機程序獲得上述和另外的目標(biāo)和優(yōu)點，所述計算機程序包括程序代碼，當(dāng)所述計算機程序在計算機上運行時所述程序代碼用于執(zhí)行根據(jù)如上所述第二方面或根據(jù)所述第二方面的所述方法的第一至第四可能實現(xiàn)形式的任一種的方法。

結(jié)合附圖，根據(jù)下文描述的實施例，示例性的實施例的這些和其它方面、實施形式和優(yōu)點將變得顯而易見。但應(yīng)了解，描述和附圖僅用于說明并且不作為對本發(fā)明限制的定義，所述限制應(yīng)參考隨附的權(quán)利要求書。本發(fā)明的其它方面和優(yōu)點將在下文說明中闡述，而且部分將從說明中顯而易見，或通過本發(fā)明的實踐得知。此外，本發(fā)明的各方面和優(yōu)點可以通過所附權(quán)利要求書中特別指出的工具和組合實現(xiàn)和獲得。

附圖說明

在本公開內(nèi)容的以下詳述部分中，將參看附圖中所展示的示例性實施例來更詳細(xì)地解釋本發(fā)明，其中：

圖1示出了適于實施本發(fā)明的實施例的環(huán)境；

圖2示出了適于實施本發(fā)明的實施例的多址無線信道；

圖3示出了傳統(tǒng)的時分雙工傳輸協(xié)議；

圖4示出了傳統(tǒng)的頻分雙工傳輸協(xié)議；

圖5示出了根據(jù)本發(fā)明實施例的半正交多址傳輸協(xié)議；

圖6示出了根據(jù)本發(fā)明實施例的多天線無線接收器的流程圖；

圖7示出了結(jié)合所公開的實施例的各方面的本地信道估計器的框圖；

圖8示出了結(jié)合所公開的實施例的各方面的針對第j個用戶的本地信道估計器的框圖；

圖9示出了結(jié)合本發(fā)明實施例各方面的本地信道估計器的框圖；

圖10示出了結(jié)合本發(fā)明各方面的將聚合速率比作系統(tǒng)中的接收天線的數(shù)量函數(shù)的圖；

圖11示出了適于實施本發(fā)明實施例的裝置的框圖；

圖12示出了結(jié)合所公開實施例的各方面的SOMA傳輸方案中使用的方法的流程圖；

圖13示出了結(jié)合本發(fā)明各方面的無線通信系統(tǒng)的框圖；以及

圖14示出了結(jié)合所公開實施例的各方面的供接入節(jié)點使用的方法的流程圖。

具體實施方式

本文描述的通信方案提供了一種用于使用發(fā)射器-接收器結(jié)構(gòu)來傳送聯(lián)合數(shù)據(jù)和導(dǎo)頻符號的方法，所述方法能夠按順序估計每個發(fā)射器的信道增益并且執(zhí)行用于干擾消除的SDMA。這些新的多址技術(shù)依賴于來自多個發(fā)射器的半正交信道訓(xùn)練和數(shù)據(jù)傳輸以及在接收器處的順序空間濾波。這種新的接入方案在本文稱為半正交多址(semi-orthogonal multiple-access，SOMA)。

所公開的多址方案SOMA以允許接收器以足夠高的保真度執(zhí)行信道估計以能夠使用空間濾波分離數(shù)據(jù)流的方式利用來自不同發(fā)射器或用戶的半正交導(dǎo)頻和數(shù)據(jù)傳輸，從而使得可使用單用戶解碼器來解碼經(jīng)濾波的數(shù)據(jù)流。SOMA傳輸方案將通過首先描述發(fā)射器結(jié)構(gòu)然后描述可用于恢復(fù)所傳輸?shù)臄?shù)據(jù)的接收器結(jié)構(gòu)來呈現(xiàn)。

發(fā)射器

用戶的上行傳輸如圖5所示排列，其中包括用戶1至用戶K的每個用戶的數(shù)據(jù)傳輸表示為符號序列504-1至504-K。圖5所示的每個符號序列504-1至504-K表示在來自多個發(fā)射器或包括用戶1至用戶K的用戶的公共時頻資源集上傳輸?shù)囊唤M符號。SOMA傳輸方案500協(xié)調(diào)多達(dá)K個發(fā)射器或包括用戶1至用戶的用戶，其中，用戶數(shù)量小于相干間隔506中的時隙或時頻資源的數(shù)量N，即K＜N。相干間隔是信道大致恒定的時頻資源或時隙數(shù)量。在相干間隔中的時隙數(shù)量N可以通過通信環(huán)境的類型和用戶的移動性或者為用戶估計該參數(shù)的信道探測的類型來確定。術(shù)語“用戶”在本文與術(shù)語“發(fā)射器”可互換地使用。這么做為了幫助理解參照從用戶設(shè)備或移動設(shè)備到基站的上行傳輸而描述實施例的場景。然而，本領(lǐng)域技術(shù)人員將容易認(rèn)識到，本文描述的裝置和方法同樣適用于其它類型的節(jié)點之間的其它類型的傳輸。在某些實施例中，希望在單用戶設(shè)備或其它類型的節(jié)點中包括多個天線或發(fā)射器，從而允許多個符號流從節(jié)點中的每個發(fā)射器傳輸。因此，在這些實施例中，術(shù)語“發(fā)射器”是指能夠發(fā)送單獨符號流的每個發(fā)射設(shè)備或發(fā)射天線。用戶或發(fā)射器之間的協(xié)調(diào)可以由調(diào)度器、eNodeB、中央或本地網(wǎng)絡(luò)控制器或具有對用戶或發(fā)射器的無線接入的其它類型的接入節(jié)點來實現(xiàn)。圖5描述了如何協(xié)調(diào)SOMA傳輸方案500的示例。通常，所調(diào)度的用戶或發(fā)射器的數(shù)量K小于時隙數(shù)量N或相干間隔506中的符號持續(xù)時間。在所示實施例中，用戶數(shù)量設(shè)為K＝N-1。或者，相干間隔506中的時隙數(shù)量可以包括大于用戶數(shù)量K的任何數(shù)量。每個用戶j，其中1≤j≤N-1，傳輸包括一個導(dǎo)頻符號(導(dǎo)頻符號由黑色方塊516表示)和N-j個數(shù)據(jù)符號(數(shù)據(jù)符號由交叉陰影方塊522表示)的符號序列，例如第一符號序列504-1。在SOMA傳輸方案500中，信道訓(xùn)練階段508與每個相干間隔506內(nèi)的上行數(shù)據(jù)傳輸階段510顯著重疊。符號序列504-1至504-K都以導(dǎo)頻符號516開始，并且直接跟著一個或多個數(shù)據(jù)符號522。為保持導(dǎo)頻符號正交，用戶1至用戶K都在開始其符號序列504-1至504-K的傳輸之前等待不同數(shù)量的時隙。這些等待時隙是某些用戶沒有傳輸信號的時隙，在圖5的圖示中表示為空白符號或白色方塊524。用戶1不等待任何數(shù)量的時隙，并通過在第一時隙526內(nèi)傳輸導(dǎo)頻符號516來開始傳輸其符號序列504-1。接著，用戶2等待一個時隙526，然后通過在第二時隙528內(nèi)傳輸導(dǎo)頻符號516來開始傳輸其符號序列504-2。后續(xù)用戶3至用戶K接著以類似的方式在開始傳輸其符號序列504-3至504-K之前等待比先前用戶等待的時隙多一個的時隙。

符號序列504的兩個關(guān)鍵特性需要重點注意。在不同時頻資源期間傳輸?shù)膶?dǎo)頻符號516相互正交，即它們互不干擾。這允許對每個用戶執(zhí)行信道估計而沒有導(dǎo)頻混雜。用戶j(1＜j＜N-1)的數(shù)據(jù)符號消耗用于用戶的數(shù)據(jù)符號使用用戶j+1≤k≤N-1的所有時頻資源，這些時頻資源用于傳輸導(dǎo)頻符號516和上行數(shù)據(jù)符號522。在下面的討論中，將使用指示每個用戶在相干間隔內(nèi)開始傳輸其符號序列的位置或順序的參考號來引用每個用戶。每個用戶1≤j≤N-1傳輸以一個導(dǎo)頻符號516開始、后跟N-j個數(shù)據(jù)符號522的符號序列，其中j指順序或位置以及用戶開始傳輸?shù)臅r隙。在第i個時頻資源或時隙上的接收信號由方程(3)和(4)給出：

其中：

y_i表示尺寸為N_b×1的接收噪聲信號向量，

x_pi表示來自用戶i的已傳輸導(dǎo)頻符號，

x_dj，i表示在第i個時頻資源粒子上的來自用戶j的已傳輸數(shù)據(jù)符號，以及h_i表示用戶i和接收器之間的信道向量，所述接收器的尺寸為N_b×1。

z_i表示接收器處的加性高斯白噪聲，所述接收器的尺寸為N_b×1。

N為每個符號序列或相干間隔中的符號或時隙數(shù)量。

注意，如前所述，N_b是在接收信號的節(jié)點處的接收天線的數(shù)量。信道向量是值的向量，其中每個值表征發(fā)射器與接收天線之一之間的無線信道。

在本文公開的SOMA傳輸方案500中，后續(xù)用戶2至用戶K的導(dǎo)頻符號516被協(xié)調(diào)用戶的疊加數(shù)據(jù)符號534污染，所述協(xié)調(diào)用戶在早于如圖5所示的相干間隔506開始傳輸其符號序列504-1至504-K-1。例如，由于SOMA傳輸方案中的所有符號序列504-1至504-K共享相同的時頻資源集合，所以第二符號序列504-2中的導(dǎo)頻符號530被第一符號序列504-1的疊加數(shù)據(jù)符號532污染。因此，信道估計需要處理來自其它用戶的干擾，并且數(shù)據(jù)檢測器需要處理來自其它用戶的上行數(shù)據(jù)符號522以及其它用戶的導(dǎo)頻符號516的干擾。

從圖5中可以看出，開始在SOMA傳輸方案500中傳輸?shù)牡谝挥脩?用戶1)傳輸較長的符號序列504-1，并且可以傳輸比后續(xù)用戶(用戶2至用戶K)更大量的數(shù)據(jù)。例如，第一用戶(用戶1)可以傳輸N-1個數(shù)據(jù)符號536，而最后一個用戶只能傳輸1個數(shù)據(jù)符號538。在某些實施例中，期望提供對可用吞吐量的更公正接入，或者調(diào)度需要在更早(即更長)的符號序列處的更大的吞吐量的用戶。在這些實施例中，接入節(jié)點的調(diào)度器或控制器可用于在后續(xù)的相干間隔中重新安排用戶的順序，使得特定用戶可以在不同的相干間隔內(nèi)傳輸不同量的數(shù)據(jù)。

接收器

SOMA傳輸方案500以引入符號間干擾為代價提供了吞吐量的顯著增加。圖6示出了接收器結(jié)構(gòu)600的框圖，所述接收器結(jié)構(gòu)600包含順序空間濾波和順序解碼以減輕如圖5所示的SOMA傳輸方案500期間引入接收信號的附加干擾的不利影響。接收器600可以是根據(jù)本發(fā)明實施例的接入節(jié)點的一部分。接收器600包括解復(fù)用器602，以將接收到的噪聲基帶信號604分解成與已傳輸導(dǎo)頻和每個調(diào)制數(shù)據(jù)符號y₁至y_N-1關(guān)聯(lián)的信號。接收器600使用用于針對包括用戶1至用N-1，的所有用戶提取數(shù)據(jù)614、632、636的一組解碼器608、624、634按順序分別對分解的接收信號y₁至y_N-1進(jìn)行解碼。第一解碼器608接收與第一傳輸導(dǎo)頻符號關(guān)聯(lián)的信號y₁。以正交方式傳輸SOMA傳輸協(xié)議500中的第一用戶的導(dǎo)頻符號，其中，第一導(dǎo)頻符號不受其它用戶傳輸?shù)母蓴_。

由于第一信號y₁不包含干擾，因此信道估計器606可以直接從有噪聲輸入信號創(chuàng)建信道向量的估計?？臻g濾波器610可以使用估計的第一信道向量來提取第一用戶的調(diào)制數(shù)據(jù)符號638的估計。然后，來自第一用戶的數(shù)據(jù)638可以由解調(diào)器/解碼器612恢復(fù)。如下面將進(jìn)一步討論的那樣，后續(xù)解碼器使用關(guān)于來自先前解碼器的數(shù)據(jù)的信息。在示例接收器實施例600中，該信息由無噪聲數(shù)據(jù)再生器616提供，該無噪聲數(shù)據(jù)再生器616從第一用戶的解碼數(shù)據(jù)614重新生成調(diào)制數(shù)據(jù)符號x_d1的無噪聲版本。

無噪聲數(shù)據(jù)再生器616校驗由解碼器612在解碼第一用戶數(shù)據(jù)614時獲得的循環(huán)冗余校驗(cyclic redundancy check，CRC)結(jié)果618。這允許解碼器612僅使用具有CRC結(jié)果為成功的良好數(shù)據(jù)包，并且丟棄CRC結(jié)果為失敗時的錯誤的數(shù)據(jù)包。如果已解碼數(shù)據(jù)是正確的，如CRC結(jié)果為成功所指示的那樣，來自第一用戶614的已解碼數(shù)據(jù)由編碼器620編碼，并由調(diào)制器622調(diào)制，以重新生成第一用戶x_d1的經(jīng)調(diào)制數(shù)據(jù)符號。

第二解碼器624接收與由第二用戶傳輸?shù)牡诙?dǎo)頻符號關(guān)聯(lián)的信號y₂。再次參考圖5，SOMA傳輸協(xié)議500中的第二用戶(用戶2)的導(dǎo)頻符號530與第一用戶(用戶1)的第一數(shù)據(jù)符號532疊加，這意味導(dǎo)頻符號530在相同的時頻資源上以非正交的方式傳輸，并被來自第一用戶的數(shù)據(jù)符號532的干擾所污染。由于圖6的輸入信號y₂包括由用戶2傳輸?shù)膶?dǎo)頻符號530及來自由第一用戶傳輸?shù)臄?shù)據(jù)符號532的干擾，需要去除干擾，以便獲得第二信道向量的可靠估計。因此，第二信道估計器626使用重新生成的經(jīng)調(diào)制符號x_d1和第一用戶的估計信道向量來消除疊加數(shù)據(jù)符號引入接收信號y₂中的干擾，以創(chuàng)建第二信道向量的估計。

空間濾波器628使用估計的第二信道向量來提取第二用戶的調(diào)制數(shù)據(jù)符號640。這在本文中被稱為順序空間濾波，因為第二空間濾波器628在其可以提取第二用戶的調(diào)制數(shù)據(jù)符號640之前需要具有第一信道估計器606和第一空間濾波器610的結(jié)果。然后，來自第二用戶的數(shù)據(jù)640可以由解調(diào)器/解碼器630恢復(fù)。

包括第二無噪聲數(shù)據(jù)再生器642以重新生成第二用戶的調(diào)制數(shù)據(jù)符號x_d2的無噪聲版本。第二無噪聲數(shù)據(jù)再生器642在解碼第二用戶數(shù)據(jù)632時檢查由第二解碼器624獲得的CRC結(jié)果644。如果已解碼數(shù)據(jù)632是正確的，如CRC結(jié)果為成功所指示的那樣，來自第二用戶的解碼數(shù)據(jù)632由編碼器646編碼并由調(diào)制器648調(diào)制以重新生成第二用戶x_d2的經(jīng)調(diào)制數(shù)據(jù)符號。

與其它用戶類似，解碼器634對指定為N-1的最后一個用戶的信號y_N-1進(jìn)行解碼，其中信道估計器650創(chuàng)建信道向量的估計?？臻g濾波器652獲得經(jīng)調(diào)制符號656。然后使用解調(diào)器/解碼器654對經(jīng)調(diào)制符號656進(jìn)行解調(diào)和解碼，以獲得由該最后一個用戶N-1發(fā)送的數(shù)據(jù)636。注意，最后一個用戶N-1的信道估計器650從所有先前信道接收重新生成的經(jīng)調(diào)制符號。這是因為圖5所示的最后一個用戶N-1的導(dǎo)頻符號516與來自所有先前用戶的數(shù)據(jù)符號疊加，并且因此被來自所有先前用戶的干擾所污染。由于用戶N-1是最后一個信道，因此不需要重新生成經(jīng)調(diào)制符號，因此對于最后一個信道沒有無噪聲數(shù)據(jù)再生器。

順序空間濾波

接收器600采用解復(fù)用器將已接收噪聲信號分解成與已傳輸導(dǎo)頻符號和每個經(jīng)調(diào)制數(shù)據(jù)符號關(guān)聯(lián)的信號。然后應(yīng)用順序空間濾波以恢復(fù)每個用戶的經(jīng)調(diào)制數(shù)據(jù)符號。因為用戶1是開始在相干間隔中傳輸其符號序列的第一用戶，所以用戶1的導(dǎo)頻符號不具有疊加在其上的任何數(shù)據(jù)符號。因此，第一用戶的已接收噪音導(dǎo)頻符號y₁由方程(5)給出：

y₁＝h₁x_p1+z₁， (5)

其中x_p1是用戶1的接收導(dǎo)頻符號，z₁是加性高斯白噪聲(additive white Gaussian noise，AWGN)。利用如上所述的SOMA傳輸協(xié)議500，用戶1是在第一時頻資源期間傳輸?shù)奈ㄒ挥脩?，因此與第一導(dǎo)頻y₁關(guān)聯(lián)的所接收的噪聲信號不包含來自關(guān)聯(lián)的已接收噪聲信號不包含來自其它用戶的任何干擾。估計的信道向量可被寫為其中表示信道估計噪聲。然后估計的信道向量用于第一用戶的數(shù)據(jù)的空間濾波610。

由于所有符號序列通過相同的時頻資源集合傳輸，所以通過第i個時頻資源粒子(2≤i≤N)的已接收數(shù)據(jù)由方程(6)給出：

(關(guān)于方程(6)的符號定義，參考上面的方程(4))?，F(xiàn)在，接收器可以使用第一用戶的估計信道向量來為每個連續(xù)符號2≤i≤N執(zhí)行與已傳輸數(shù)據(jù)，{yi}i＝2，關(guān)聯(lián)的所接收的噪聲信號的歸一化匹配濾波或空間濾波610，以獲得由第一用戶在第i個時隙中傳輸?shù)慕?jīng)調(diào)制符號，如方程(7)所示：

對于具有獨立衰落的mMIMO，其中接收天線數(shù)量N_b非常高N_b＞＞1，有方程(8)的等式：

其中，當(dāng)天線數(shù)量增加時遵循大數(shù)定理，且信道是i.i.d(獨立同分布)信道，則等號成立。在該分析中假設(shè)設(shè)置天線間隔，使得天線之間的間隔大約為載波信號的波長的一半，從而信道系數(shù)是獨立的。還有有趣的一件事要注意，即使對于視距線性陣列，這個特性成立，其中來自天線j的用戶k的信道增益可以被寫為其中d是天線間隔，λ是載波頻率的波長，θ_k是用戶k的到達(dá)角。類似地，與方程(9)和方程(10)中所示的大規(guī)模MIMO的信道噪聲和信道估計誤差關(guān)聯(lián)的項消除：

因此，來自導(dǎo)頻和數(shù)據(jù)符號的干擾被消除。然后，接收器可以使用空間濾波的信號來執(zhí)行常規(guī)的單用戶解碼以獲得原始已傳輸數(shù)據(jù)?；蛘?，可以在未編碼系統(tǒng)中使用單用戶符號檢測來恢復(fù)原始傳輸?shù)臄?shù)據(jù)。

再次參考圖6，第二解碼器624用于解碼由第二用戶(用戶2)傳輸?shù)臄?shù)據(jù)。如上所述，用戶2是開始在相干間隔中傳輸數(shù)據(jù)的第二用戶，因此用戶2的導(dǎo)頻符號530，如圖5所示，將與來自用戶1的數(shù)據(jù)符號532疊加，并且因此將包括來自在相同時隙期間傳輸?shù)牡谝挥脩舻臄?shù)據(jù)符號的干擾。第二估計器626將使用導(dǎo)頻符號530的信息和導(dǎo)頻符號y₂的已接收有噪聲副本來獲得信道增益的估計。第二時隙y₂上的接收信號包含第二用戶的導(dǎo)頻信號以及來自第一用戶數(shù)據(jù)的干擾，由方程(11)給出：

y₂＝h₂x_p2+h₁x_d1，2+z₂。 (11)

注意，第二用戶的傳輸導(dǎo)頻信號x_p2被在第二時隙或時頻資源期間傳輸?shù)牡谝挥脩舻臄?shù)據(jù)x_d1，2污染。為了對第二用戶執(zhí)行信道估計，需要從已接收信號y₂中消除或去除第一用戶導(dǎo)致的干擾信號。為了執(zhí)行該消除，接收器需要知道第一用戶的信道向量h₁和由第一用戶傳輸?shù)臄?shù)據(jù)符號x_d1，2。接收器具有來自第一信道估計器606的第一信道向量h₁的估計，并且已經(jīng)從第一解調(diào)器/解碼器612恢復(fù)了第一用戶的經(jīng)調(diào)制符號，_-d1，2。這些值可由第二信道估計器624使用以消除與第二用戶關(guān)聯(lián)的已接收噪聲信號y₂中的干擾，并估計第二信道向量其中噪聲分量由方程(12)給出：

來自第一估計器和第二估計器的估計噪聲與實際信道向量不相關(guān)，并且對于瑞利衰落，它們變得相互獨立。

如上面的方程(4)所示，第i時頻資源上的接收數(shù)據(jù)通過方程(13)給出，其中3≤i≤N：

接收器可以使用在第二時隙y₂上經(jīng)由接收信號獲得的第二用戶的估計信道向量來執(zhí)行用于生成第i個時隙的經(jīng)調(diào)制符號的歸一化匹配濾波，其中3≤i≤N，如方程(14)所示：

類似地，對于接收天線數(shù)量N_b非常高，即，N_b＞＞1，的mMIMO，由于其它用戶的導(dǎo)頻符號和數(shù)據(jù)符號產(chǎn)生的干擾項在歸一化空間濾波之后消失。第二解碼器630可以使用空間濾波的信號來執(zhí)行傳統(tǒng)解碼或檢測，以獲得由用戶2傳輸?shù)臄?shù)據(jù)。

為了方便起見，現(xiàn)在考慮用于指定為第j個用戶的后續(xù)用戶的信道估計，其中3≤j≤N-1，N是相干間隔中的時隙或時頻資源的數(shù)量，用戶的數(shù)量小于N，例如，用戶的數(shù)量可以是N-1。當(dāng)恢復(fù)第j個用戶的傳輸數(shù)據(jù)時，接收器需要估計與第j個用戶關(guān)聯(lián)的信道向量h_j。根據(jù)上文描述的SOMA傳輸方案500，第j個時隙上的接收信號包含第j個用戶的導(dǎo)頻信號以及來自由所有先前用戶傳輸?shù)臄?shù)據(jù)的干擾，如方程(15)所示：

為了良好的信道估計，接收器需要將干擾信號與期望的導(dǎo)頻信號分離。這可以以類似于第二用戶(用戶2)消除來自第一用戶(用戶1)的干擾的方式來實現(xiàn)。接收器具有信道向量h₁至h_j-1的估計以及恢復(fù)的數(shù)據(jù)符號x_d1，j至x_dj-1，j。使用這些值，第j信道估計器可以消除干擾信號并且估計信道向量在第i時隙的接收信號由方程(16)給出，其中j+1≤i≤N：

從已接收噪聲信號y_j獲得的第j個用戶的估計信道向量可以用于執(zhí)行如方程(17)所示歸一化匹配濾波，其中j+1≤i≤N：

如上文所描述，對于mMIMO，其中接收天線數(shù)量N_b非常高，即，N_b＞＞1，由于其它用戶的導(dǎo)頻符號和數(shù)據(jù)符號產(chǎn)生的干擾項在歸一化空間濾波之后消失。因此，第j個解碼器可使用經(jīng)空間濾波的信號來執(zhí)行傳統(tǒng)解碼。

圖6所示的接收器600和隨后的分析在重新生成相關(guān)的經(jīng)調(diào)制符號之前采用順序解碼來恢復(fù)已傳輸數(shù)據(jù)。在順序解碼中，一個用戶在估計信道向量和執(zhí)行空間濾波時使用已解碼數(shù)據(jù)的信息來重新生成所有先前用戶的經(jīng)調(diào)制數(shù)據(jù)符號。通過按順序解碼數(shù)據(jù)流，接收器600等接收器可以使用在符號的解調(diào)和解碼/檢測期間獲得的循環(huán)冗余校驗(cyclic redundancy check，CRC)信息，以控制到下一個信道估計器的錯誤傳播。例如，當(dāng)符號的CRC失敗時，無噪聲數(shù)據(jù)再生器不生成重新生成的經(jīng)調(diào)制符號，并且后續(xù)信道估計器可以使用用于消除的替代信號，例如通過空間濾波生成的估計數(shù)據(jù)符號。

并行解碼

在另外的實施例中，接收器可以采用如上所述的順序空間濾波，然后進(jìn)行并行解碼。在并行解碼實施例中，接收器可以在對其它用戶的數(shù)據(jù)進(jìn)行完全解碼之前執(zhí)行本地信道估計。對于并行解碼，需要知道干擾用戶的信道增益。并行解碼允許更快的解碼過程，其中所有用戶可以并行解碼。這減少了處理負(fù)擔(dān)，帶來更高能效的方案。圖7示出了用于在采用并行解碼方案的接收器中的第二用戶的本地信道估計器700的框圖。為了解碼第二用戶的數(shù)據(jù)，接收器需要獲取對應(yīng)信道增益，的估計。然而，與第二用戶的導(dǎo)頻符號關(guān)聯(lián)的接收信號y₂包含來自第一用戶傳輸?shù)臄?shù)據(jù)的干擾。因此，為了估計信道增益和解碼第二用戶的數(shù)據(jù)，接收器需要干擾用戶的信道增益，的估計。接收信號y₂與第一用戶的估計信道向量一起輸入到空間匹配濾波器702，以創(chuàng)建第一用戶的經(jīng)調(diào)制數(shù)據(jù)符號x_d1，2的估計。然后，將經(jīng)調(diào)制數(shù)據(jù)符號x_d1，2與第一用戶的估計信道向量一起用于干擾消除706以去除接收信號y₂中的干擾。一旦去除干擾，信道估計器704可以基于基本上無干擾的信號708來生成第二用戶的估計信道向量在信道估計器700中，第二用戶的解碼僅通過第一用戶的信道估計延遲，從而允許第二用戶的更快解碼。注意，這種延遲也存在于最新技術(shù)的方案中。

圖8示出了本發(fā)明實施例的采用并行解碼型接收器的第j個用戶的本地信道估計器800的框圖，其中3≤j≤N-1。將接收信號y_i與來自先前估計器至的對應(yīng)信道向量估計一起提供給一組空間濾波器802、804至806，以產(chǎn)生經(jīng)調(diào)制符號x_d1，j、x_d2，j至x_dj-1，j對應(yīng)的估計。干擾消除808使用估計的經(jīng)調(diào)制符號，x_d1，j，x_d2，j至x_dj-1，j以及信道估計至以從接收信號y_i中去除干擾。然后，使用信道估計器810來生成第j個用戶的估計信道向量

聯(lián)合空間濾波

在某些實施例中，可以有利地在接收器中采用聯(lián)合空間濾波以支持干擾消除。在mMIMO系統(tǒng)中，空間匹配濾波器對于i.i.d信道是最優(yōu)的。然而，一些用戶可以在其它用戶的導(dǎo)頻符號上保持靜默，即不傳輸。這允許若干用戶的聯(lián)合信道估計。聯(lián)合信道估計在使用空間匹配濾波器不能消除整個干擾時是有用的，這在接收器不能接入大量有源天線元件，例如在傳統(tǒng)MIMO鏈路中的情況下也是如此。在這些系統(tǒng)中，應(yīng)當(dāng)協(xié)調(diào)傳輸，使得產(chǎn)生最大干擾的用戶在傳輸相關(guān)導(dǎo)頻符號的時頻資源粒子期間應(yīng)保持靜默。

上述半正交結(jié)構(gòu)允許聯(lián)合空間濾波用于導(dǎo)頻符號上的干擾消除。圖9示出了采用用于干擾消除的聯(lián)合空間濾波的信道估計器900的框圖。第j個用戶的信道估計可以以下面的方式進(jìn)行。首先，構(gòu)造累積的信道矩陣，其中從信道向量集構(gòu)建信道矩陣：然后使用對第j個用戶的輸入信號y_j的聯(lián)合空間處理902來估計干擾用戶的符號向量例如，通過經(jīng)由累積的信道矩陣使用最小均方誤差(minimum mean square error，MMSE)。然后，可以與累積的信道矩陣和輸入信號y_j一起使用估計的符號向量，以用于干擾消除904以獲得基本上無干擾的輸入信號908。然后信道估計器906可使用輸入信號908來產(chǎn)生用于第j個用戶的信道向量的估計。

上行總體吞吐量

通過觀察所涉及的參數(shù)之間的相互作用，特別是有限數(shù)量的天線的效果，可以更好地理解性能改進(jìn)。為此，我們將利用空間處理的信號并且研究在空間濾波、信道估計的誤差傳播和AWGN之后的有效殘余干擾。在下面的分析中，研究每個用戶的可實現(xiàn)速率，然后計算總速率(即和速率)。以下分析基于最差情況的不相關(guān)噪聲分析找出容量的下限。結(jié)果表明，具有順序解碼的接收器和根據(jù)本文描述的SOMA傳輸方案的發(fā)射器可以實現(xiàn)如方程(18)所示的總速率，R_∑：

其中：

R_k表示用戶k的可用速率；

表示用戶k與接收器之間的經(jīng)估計信道向量，所述估計信道向量尺寸為N_b×1；

N_b為接收器中的天線的數(shù)量；N為相干間隔；P_k表示用于數(shù)據(jù)傳輸?shù)挠脩鬹的傳輸功率；P_pl表示用于導(dǎo)頻傳輸?shù)挠脩鬹的傳輸功率；σ²表示噪聲離散；以及

表示如果沒有與基線類似的干擾，用戶k的MMSE信道估計誤差。方程(18)中的總速率可以如方程(19)所示限定：

方程(19)示出了下限，所述下限示出了增加天線數(shù)量如何能夠抑制用于導(dǎo)頻和數(shù)據(jù)符號兩者的用戶間干擾、AWGN和信道估計誤差的影響?？傊鲜鼋Y(jié)果概述了mMIMO通信的益處，其中天線的倒數(shù)反映了由于AWGN、用戶間干擾和信道估計誤差導(dǎo)致的損害消失的速率。

在總速率或和速率的代表性數(shù)值示例中，圖10示出了圖1000，相較于類似于上文所描述的具有上行傳輸?shù)腇DD方案或TDD方案的基線方法與系統(tǒng)使用上文所描述的SOMA傳輸方案的總速率隨著接收天線的數(shù)量變化的函數(shù)。曲線圖1000示出沿著豎軸的每秒每赫茲的以比特計的總吞吐量和沿著橫軸的接收天線的數(shù)量N_b。本示例考慮一個信道，該信道隨著每個相干間隔中p_k＝-10dB，的時隙數(shù)量N＝10、每相干間隔功率p_k＝-10dB、每導(dǎo)頻符號功率p_pl＝σ²＝0[dB]進(jìn)行瑞利衰落。這里，對于每個用戶，所有方案的每個相干間隔的總功率設(shè)置為p_k＝-10dB，其在所有有效的資源粒子或時隙上均勻劃分以在所有情況下用于數(shù)據(jù)傳輸。

對于基線系統(tǒng)考慮兩種情況。第一，用戶數(shù)量K＝5的情況，這對于接收天線數(shù)量N_b＞＞1的情況是最優(yōu)的，第二，用戶數(shù)量K＝9是針對具有的情況，該數(shù)量是具有10個時隙的相干間隔的SOMA傳輸方案中的最大用戶數(shù)量。由數(shù)字1012指示的曲線圖或曲線示出了基線系統(tǒng)的性能。當(dāng)配置有最大的用戶數(shù)量K＝9時，點劃線曲線1016示出了具有順序干擾消除，而虛線曲線1018示出了沒有順序干擾消除。對于所示的系統(tǒng)，當(dāng)用戶在低功率下操作時，基線中的干擾消除不提供明顯的增益。由數(shù)字1010指示的曲線圖或曲線示出了將基線方案中的用戶數(shù)量減少到K＝5以提高總速率的結(jié)果。盡管總吞吐量增加，這導(dǎo)致四(4)個用戶的服務(wù)下降。相反，曲線圖或曲線1008中所示的SOMA方案示出SOMA可以顯著優(yōu)于基線方案。

上面的示例示出了當(dāng)曲線1016、1018中所示的基線方案被配置有最大數(shù)量的用戶時性能較差。對于這種參數(shù)集，當(dāng)用戶在低功率下操作時，基線中的干擾消除不提供明顯的增益。本文大體描述的SOMA方案平均提供稍微更小的傳輸速率，這是由于該方案調(diào)度更多的用戶，產(chǎn)生了額外的干擾。然而，實際效果是如曲線圖1008所示的總速率的顯著增加。注意，對于給定索引，方程(18)中的外和給出了不同用戶的速率，其中每個用戶使用不同數(shù)量的資源粒子，并且還觀察到由于圖5中所示的SOMA傳輸方案500的構(gòu)造而引起的不同量的用戶間干擾。

下行傳輸速率

對于使用TDD的下行傳輸，在信道在時間上緩慢變化的情況下，可以在解碼上行數(shù)據(jù)之后重新進(jìn)行信道估計。通過這樣做，可以在解碼和估計上行數(shù)據(jù)之后去除干擾，導(dǎo)致與基線中的相同數(shù)據(jù)速率。然而，對于快速變化的信道，通過使用上面圖7和圖8所示的信道估計方案，可以避免信道的過期，并且可以處理來自數(shù)據(jù)符號的干擾。在這些方案中可以使用并行解碼，因為信道估計在上行數(shù)據(jù)的解碼之前進(jìn)行。利用如上所述的信道估計器700、800，估計的信道增益可立即用于下行傳輸。

為了說明SOMA傳輸方案500如何影響下行性能，查看第二用戶，第二用戶具有疊加在先前用戶的數(shù)據(jù)符號上的導(dǎo)頻符號，從而將干擾引入導(dǎo)頻符號中。再次參考圖7，示出了針對該示例性情況的信道估計。首先，存在使用匹配濾波702的已傳輸符號的估計和第一用戶的估計信道增益。這提供了如方程(20)所示的第一用戶的數(shù)據(jù)符號的估計：

其中表示使用第一用戶的信道向量的空間濾波之后的有效噪聲。使用與上述用于分析上行數(shù)據(jù)類似的方法，結(jié)果表明有效噪聲具有與天線數(shù)量成反比的方差使用方程(20)中所示的數(shù)據(jù)估計，可以對第二用戶的導(dǎo)頻執(zhí)行干擾消除706。這示出了信道估計隨著附加噪聲降低，附加噪聲具有與接收天線的數(shù)量成反比的方差，因此，對于足夠大的數(shù)量的天線，用于并行解碼的本地信道估計器能夠在mMIMO中的下行傳輸中提供可忽略降低的良好信道估計。這與上行性能類似，在這種情況下，損害的實際效果隨著天線的數(shù)量線性減小。

裝置

圖11示出了適于實現(xiàn)本文描述的SOMA傳輸方案的用于無線通信的示例性裝置1100的一個實施例的框圖。在該示例中，裝置1100包括耦合到計算機存儲器1104、射頻發(fā)射器1106，射頻接收器1108和用戶接口(user interface，UI)1110的處理設(shè)備1102。在某些實施例中，不需要與用戶的交互，因此在這些實施例中，UI 1108可從裝置1100中省略。裝置1100可以用作移動臺或用于各種類型的無線通信用戶設(shè)備，也稱為移動通信裝備或設(shè)備，例如手機、智能手機、平板設(shè)備等。

處理設(shè)備1102可以是單個處理設(shè)備或者可以包括含有專用設(shè)備的多個處理設(shè)備，例如處理設(shè)備1102可以包括數(shù)字信號處理(digital signal processing，DSP)設(shè)備、微處理器或其它專用處理設(shè)備以及一個或多個通用處理器。存儲器1104耦合到處理裝置1102，并且可以是例如易失性存儲器、非易失性存儲器，只讀存儲器(read only memory，ROM)或其它類型的計算機存儲器等各種類型的計算機存儲器的組合，并且存儲計算機程序，所述計算機程序可以被組織為方法組，包括操作系統(tǒng)、應(yīng)用、文件系統(tǒng)以及用于其它期望的計算機實現(xiàn)的方法的其它計算機程序指令，計算機實現(xiàn)方法包括支持本文公開的SOMA傳輸技術(shù)的方法。包含在存儲器1104中還有由計算機程序指令存儲和處理的程序數(shù)據(jù)和數(shù)據(jù)文件。

發(fā)射器1106耦合到處理裝置1102并且用于基于與處理裝置1102交換的數(shù)字?jǐn)?shù)據(jù)1112來發(fā)射射頻信號。已傳輸射頻信號可以包括符號序列，例如在SOMA傳輸方案500中使用的符號序列，和/或信號可以包括協(xié)調(diào)信息。接收器1108耦合到處理裝置1102并且用于接收射頻信號，所述射頻信號可以包括關(guān)于在開始符號序列的傳輸之前等待的時隙數(shù)量的信息，或者在接入節(jié)點中，接收器1108可以包括用于接收如上所述的SOMA傳輸方案中使用的符號序列等符號序列的多個天線。接收器1108向處理裝置1102提供描述接收信號的數(shù)字信息1114。接收器1108包括模數(shù)轉(zhuǎn)換器，以按照期望的采樣速率，例如約30兆赫茲(megahertz，MHz)的采樣速率，對已接收RF信號進(jìn)行數(shù)字化，并將數(shù)字化RF信號1114發(fā)送給處理裝置。相反，發(fā)射器1106可以包括數(shù)模轉(zhuǎn)換器，以將由RF單元1106從處理裝置1102接收的數(shù)字?jǐn)?shù)據(jù)1112轉(zhuǎn)換為模擬信號，以準(zhǔn)備傳輸。

UI 1110可包括一個或多個公知的用戶接口元素，例如通過用戶輸入數(shù)據(jù)的觸摸屏、鍵盤、按鈕、以及其它元素。UI 1110還可以包括用于顯示適合于用戶設(shè)備或接入節(jié)點的各種信息的顯示單元，并且可以使用有機發(fā)光二極管(organic light emitting diodes，OLED)、液晶顯示器(liquid crystal display，LCD)等公知的顯示器類型以及例如LED或指示燈等不太復(fù)雜的元件來實現(xiàn)。通信裝置1100適于實現(xiàn)本文和上文參照圖5描述的SOMA技術(shù)。

發(fā)射器方法

現(xiàn)在參考圖12，可以看到用于在并入本文參考圖5所描述的SOMA傳輸方案500等SOMA傳輸方案的無線通信系統(tǒng)中的傳輸數(shù)據(jù)的方法1200的流程圖。方法1200用于協(xié)調(diào)來自一系列相干間隔內(nèi)的多個發(fā)射器的數(shù)據(jù)的傳輸。在每個相干間隔內(nèi)，從控制器指示符號時隙數(shù)量(N)1202，其中控制器是接入節(jié)點的一部分，并且如下面將進(jìn)一步描述的，控制器選擇時隙數(shù)量以協(xié)調(diào)來自多個發(fā)射器的數(shù)據(jù)。然后，發(fā)射器等待從控制器接收數(shù)量為(N)的符號時隙1204。符號時隙數(shù)量(N)可以是從0至N-1的任何數(shù)量，其中N是相干間隔中的時隙數(shù)量。然后，發(fā)射器傳輸其符號序列1206。

在步驟1206中傳輸?shù)姆栃蛄型ǔ０ㄉ衔膮⒖紙D5所描述的導(dǎo)頻符號，其后直接跟著一個或多個數(shù)據(jù)符號。在某些實施例中，傳輸更大量的參考信號是有利的。在這些實施例中，導(dǎo)頻符號可以用包括多于一個導(dǎo)頻符號的導(dǎo)頻序列替換。然后，方法1200在下一相干間隔內(nèi)重復(fù)1208。在后續(xù)的相干間隔內(nèi)重復(fù)方法1200，直到發(fā)射器完成了所有需要傳輸?shù)臄?shù)據(jù)的傳輸。在某些實施例中，發(fā)射器等待的符號時隙數(shù)量(N)可以在隨后的相干間隔中改變，以更公平地共享可用的傳輸帶寬或允許發(fā)射器需要傳輸更大量的數(shù)據(jù)以傳輸更長的符號序列，即，以傳輸具有較大數(shù)量的數(shù)據(jù)符號的符號序列。

接入節(jié)點

如上所述，SOMA傳輸方案500以增加符號間干擾為代價，顯著地提高了無線通信系統(tǒng)的吞吐量。所添加的干擾的影響可以通過上文所描述的新穎的接收器結(jié)構(gòu)，例如圖6所示的順序空間濾波接收器600和基于本地信道估計器結(jié)構(gòu)700的并行解碼方案來緩解或消除。這些技術(shù)可以合并來形成如圖13所示的框圖所示的接入節(jié)點1300。接入節(jié)點1300具有控制器1304，控制器1304用于根據(jù)上文所描述的SOMA傳輸方案500協(xié)調(diào)來自n個收發(fā)器1312-1、1312-2至1312-n的傳輸?？刂破?304使用發(fā)射器1310向收發(fā)器1312-1、1312-2至1312-n傳輸信息，包括在開始符號序列1314-1、1314-2至1314-n的傳輸之前等待的時隙數(shù)量。每個符號序列1314符合上文參照圖5描述的傳輸方案500的符號序列504。每個符號序列1314在相干間隔內(nèi)傳輸，并且由天線陣列1306在接入節(jié)點1300中接收，天線陣列1306包括數(shù)量為N_b根的天線。天線陣列1306耦合到接收器1308。圖6所示和上文所述的接收器600示出了接收器1308的可能實現(xiàn)形式。接收器1308對從天線1306接收的符號流進(jìn)行解復(fù)用，然后對每個符號流進(jìn)行解碼1316以恢復(fù)由收發(fā)器1312-1、1312-2至1312-n傳輸?shù)臄?shù)據(jù)。解碼器1316可以采用上文所述的任何上述解碼技術(shù)，例如順序空間濾波、并行解碼或聯(lián)合空間濾波。應(yīng)當(dāng)注意，對接入節(jié)點1300內(nèi)的功能，例如接收器塊1308、解碼器塊1316和控制器塊1304的劃分僅僅是為了幫助理解，并且可以在不偏離本發(fā)明精神和范圍的前提下考慮其它分配。

控制器1304可以訪問由接收器1308導(dǎo)出的信息以及關(guān)于收發(fā)器1312-1、1312-2至1312-n的其它信息。控制器1304可以使用該信息來確定哪些收發(fā)器應(yīng)該在隨后的相干間隔中開始更早地傳輸，以及應(yīng)該調(diào)度哪些收發(fā)器1312-1、1312-2至1312-n以隨后在相干間隔內(nèi)開始傳輸它們的符號序列1314、504。收發(fā)器1312-1、1312-2至1312-n的調(diào)度是通過確定在收發(fā)器開始傳輸其符號序列之前從相干間隔的開始等待的時隙數(shù)量來完成。通過發(fā)送每個收發(fā)器要等待的不同數(shù)量的時隙，控制器1304可以確保在一個時隙期間只有一個符號序列開始，這也確保了在一個時隙期間只傳輸一個導(dǎo)頻符號。在某些實施例中，控制器1304基于將由每個收發(fā)器1312-1、1312-2至1312-n傳輸?shù)臄?shù)據(jù)量來確定每個收發(fā)器1312-1、1312-2至1312-n要等待的時隙數(shù)量，其中與具有較少數(shù)據(jù)要發(fā)送的接收器相比，具有更多數(shù)據(jù)要發(fā)送的收發(fā)器要等待的時隙數(shù)量較少?；蛘?，控制器1304可以使用關(guān)于收發(fā)器1312-1、1312-2至1312-n在其它收發(fā)器1312-1、1312-2至1312-n的傳輸上誘發(fā)的干擾量的信息來確定要為每個收發(fā)器等待的時隙數(shù)量。例如，控制器可以向收發(fā)器發(fā)送較少數(shù)量的時隙，這導(dǎo)致較低的干擾并且調(diào)度收發(fā)器，從而稍后在相干間隔中引起更大的干擾。

接入節(jié)點方法

圖14示出了在上文所描述的接入節(jié)點1300等無線通信系統(tǒng)的接入節(jié)點中使用的方法1400的流程圖。方法1400可以用于協(xié)調(diào)從多個發(fā)射器傳輸?shù)亩鄠€符號序列的傳輸，以及在接入節(jié)點處接收和解碼來自每個發(fā)射器的數(shù)據(jù)。接入節(jié)點向每個發(fā)射器傳輸信息1402。該信息包括在開始傳輸符號序列之前在相干間隔的開始之后等待的時隙數(shù)量。每個發(fā)射器用于傳輸SOMA傳輸方案500的符號序列504等符號序列。接入節(jié)點通過多個天線接收符號序列1404，然后處理接收的信號以確定包含在接收的信號中的數(shù)據(jù)符號的估計1406。然后，來自較早符號序列的經(jīng)估計數(shù)據(jù)符號用于從后續(xù)符號序列的導(dǎo)頻符號中消除干擾1408。一旦干擾被消除，則創(chuàng)建經(jīng)估計的信道向量1410，然后將經(jīng)估計的信道向量添加到信道向量的集合以在確定數(shù)據(jù)符號1406和從后續(xù)符號序列消除干擾1408中使用。

因此，盡管文中已示出、描述和指出應(yīng)用于本發(fā)明的示例性實施例的本發(fā)明的基本新穎特征，但應(yīng)理解，所述領(lǐng)域的技術(shù)人員可以在不脫離本發(fā)明的精神和范圍的情況下，對裝置和方法的形式和細(xì)節(jié)以及裝置操作進(jìn)行各種省略、取代和改變。此外，明確希望，以大體相同的方式執(zhí)行大體相同的功能以實現(xiàn)相同結(jié)果的那件元件的所有組合均在本發(fā)明的范圍內(nèi)。此外，應(yīng)認(rèn)識到，結(jié)合所揭示的本發(fā)明的任何形式或?qū)嵤├M(jìn)行展示和/或描述的結(jié)構(gòu)和/或元件可作為設(shè)計選擇的通用項而并入所揭示或描述或建議的任何其它形式或?qū)嵤├小Ｒ虼?，本發(fā)明僅受限于隨附權(quán)利要求書所述的范圍。