本發(fā)明涉及無(wú)線通信領(lǐng)域的多載波傳輸領(lǐng)域，尤其涉及一種非正交多載波傳輸方法。

背景技術(shù)：

為了應(yīng)對(duì)不斷涌現(xiàn)的新的業(yè)務(wù)和應(yīng)用場(chǎng)景，第五代移動(dòng)通信(5G)系統(tǒng)正在如火如荼地進(jìn)行，要求多載波傳輸系統(tǒng)實(shí)現(xiàn)更高的頻譜利用率和能量效率，因此OFDM技術(shù)不再適用于5G環(huán)境。

為此，研究人員紛紛提出多種非正交多載波傳輸技術(shù)作為5G的備選方案，其中濾波器組多載波(FBMC)、通用濾波多載波(UFMC)、廣義頻分復(fù)用(GFDM)是目前業(yè)界討論最多的多載波傳輸技術(shù)，以上三種非正交多載波傳輸技術(shù)都是基于濾波器實(shí)現(xiàn)載波之間的非正交性。

其中，F(xiàn)BMC通過(guò)對(duì)每個(gè)子載波進(jìn)行濾波，減小載波間干擾，但由于單個(gè)載波帶寬較窄，使得濾波器的沖擊響應(yīng)很長(zhǎng)，造成硬件實(shí)現(xiàn)過(guò)程復(fù)雜度極高。

UFMC把整個(gè)載波頻帶分成了多個(gè)子頻帶，在包含多個(gè)子載波的每個(gè)子頻帶上進(jìn)行濾波，抑制相鄰子頻帶之間的干擾。與FBMC相比，降低了硬件復(fù)雜度。但同一子頻帶內(nèi)的載波間干擾只能通過(guò)接收端的均衡而消除，使得UFMC在應(yīng)用中對(duì)時(shí)間偏移非常敏感，對(duì)同步要求高。

GFDM將載波劃分成塊結(jié)構(gòu)，然后對(duì)每個(gè)載波用脈沖整形的濾波代替線性濾波，提高頻譜利用率，但會(huì)導(dǎo)致子載波間干擾(ICI)和符號(hào)間干擾(ISI)上升，只能通過(guò)接收端匹配濾波器迭代干擾消除技術(shù)來(lái)抵消濾波造成的ICI和ISI，導(dǎo)致接收端的復(fù)雜度非常高。

技術(shù)實(shí)現(xiàn)要素：

本發(fā)明提供了一種基于壓縮感知理論的非正交多載波傳輸方法，在同樣的符號(hào)速率下，載波間的非正交性減小了載波占用的總的頻譜帶寬，提高了系統(tǒng)的頻譜效率，詳見(jiàn)下文描述：

一種非正交多載波傳輸方法，所述傳輸方法基于壓縮感知理論，所述傳輸方法包括以下步驟：

將OFDM系統(tǒng)中相互正交的子載波，擴(kuò)展成多個(gè)時(shí)域上不同采樣起始時(shí)間的非正交子載波；

將多個(gè)非正交子載波傳輸與壓縮感知相結(jié)合，使得映射到非正交子載波上的信號(hào)具有稀疏性，獲取映射后的信號(hào)；

在接收端通過(guò)重構(gòu)算法恢復(fù)出原始信號(hào)。

其中，所述將OFDM系統(tǒng)中相互正交的子載波，擴(kuò)展成多個(gè)時(shí)域上不同采樣起始時(shí)間的非正交子載波的步驟具體為：

對(duì)K個(gè)正交子載波中第k個(gè)子載波進(jìn)行擴(kuò)展，得到M個(gè)頻率相同，時(shí)域采樣時(shí)間不同的非正交子載波。

其中，所述非正交子載波的波形如下：

其中，k表示子載波的頻率索引，n表示子載波的采樣時(shí)間索引，m表示同頻載波的不同的采樣起始時(shí)間索引，Δn表示載波時(shí)域采樣時(shí)間間隔，則該非正交多載波傳輸系統(tǒng)的總采樣時(shí)間為N，N＝K+(M-1)×Δn。

本發(fā)明提供的技術(shù)方案的有益效果是：本發(fā)明不同于基于濾波器實(shí)現(xiàn)的非正交多載波傳輸?shù)姆桨福摲椒▽⒍噍d波傳輸系統(tǒng)中的子載波波形看作壓縮感知中的稀疏表示的過(guò)完備字典中的原子，即字典原子數(shù)多于需要進(jìn)行稀疏表示的符號(hào)數(shù)。通過(guò)壓縮感知中的稀疏表示過(guò)程實(shí)現(xiàn)多載波傳輸系統(tǒng)中的載波調(diào)制，使得調(diào)制到各子載波上的信號(hào)具有稀疏性，且較輸入信號(hào)具有更高的維度。在接收端通過(guò)重構(gòu)算法對(duì)稀疏信號(hào)進(jìn)行估計(jì)，恢復(fù)出原始信號(hào)，完成載波解調(diào)過(guò)程。

附圖說(shuō)明

圖1為一種基于壓縮感知理論的非正交多載波傳輸方法的流程圖；

圖2為非正交多載波時(shí)域波形示意圖；

其中，正交載波個(gè)數(shù)K＝64，子載波的頻率索引k＝5，載波時(shí)域采樣N＝128，同頻載波個(gè)數(shù)M＝13，載波時(shí)域采樣間隔Δn＝16。

圖3為非正交多載波傳輸系統(tǒng)與OFDM系統(tǒng)在高斯白噪聲信道下的誤碼率曲線對(duì)比效果圖。

具體實(shí)施方式

為使本發(fā)明的目的、技術(shù)方案和優(yōu)點(diǎn)更加清楚，下面對(duì)本發(fā)明實(shí)施方式作進(jìn)一步地詳細(xì)描述。

實(shí)施例1

本發(fā)明實(shí)施例提供了一種非正交多載波傳輸方法，參見(jiàn)圖1，該方法包括以下步驟：

101：將OFDM系統(tǒng)中相互正交的子載波，擴(kuò)展成多個(gè)時(shí)域上不同采樣起始時(shí)間的非正交子載波；

102：將多個(gè)非正交子載波傳輸與壓縮感知相結(jié)合，使得映射到子載波上的信號(hào)具有稀疏性，獲取映射后的信號(hào)；

首先利用載波矩陣，得到原始輸入信號(hào)在該載波矩陣域上的稀疏表示形式，稀疏表示信號(hào)的維度與載波個(gè)數(shù)相同；然后將得到的稀疏表示分別映射到與之相對(duì)應(yīng)的子載波上進(jìn)行傳輸。

103：在接收端通過(guò)重構(gòu)算法恢復(fù)出原始信號(hào)。

接收端首先利用高斯隨機(jī)矩陣作為測(cè)量矩陣，得到接收信號(hào)在測(cè)量矩陣上投影形成的隨機(jī)測(cè)量值；然后利用匹配追蹤(BP)算法，得到發(fā)送信號(hào)的估計(jì)值；再次利用載波矩陣，通過(guò)與發(fā)送端相反的運(yùn)算，得出原始輸入信號(hào)的解調(diào)信息。

綜上所述，本發(fā)明實(shí)施例提出的非正交多載波傳輸方法，將OFDM系統(tǒng)中相互正交的子載波，擴(kuò)展成多個(gè)時(shí)域上不同采樣起始時(shí)間的非正交子載波，使得非正交子載波總數(shù)多于OFDM系統(tǒng)，但系統(tǒng)的符號(hào)持續(xù)時(shí)間與OFDM系統(tǒng)相同。通過(guò)將多個(gè)非正交子載波傳輸與壓縮感知相結(jié)合，使得映射到非正交子載波上的信號(hào)具有稀疏性，在接收端通過(guò)重構(gòu)算法恢復(fù)出原始信號(hào)，減少了系統(tǒng)中正交載波的數(shù)量，提高了頻譜利用率。

實(shí)施例2

下面結(jié)合具體的計(jì)算公式、附圖2對(duì)實(shí)施例1中的方案進(jìn)行進(jìn)一步地介紹，詳見(jiàn)下文描述：

201：非正交多載波設(shè)計(jì)思想；

假設(shè)系統(tǒng)輸入N路QPSK符號(hào)，則在OFDM系統(tǒng)中需要N路正交子載波進(jìn)行傳輸，符號(hào)時(shí)域采樣時(shí)間為N。

本發(fā)明實(shí)施例中，傳輸N路QPSK符號(hào)，只需要K路正交子載波(K<N)，然后將每個(gè)正交子載波根據(jù)時(shí)域采樣起始時(shí)間不同擴(kuò)展成M個(gè)子載波，使得系統(tǒng)的符號(hào)持續(xù)時(shí)間N保持和OFDM系統(tǒng)一樣，因此該傳輸系統(tǒng)中共包含R(R＝K×M)個(gè)非正交子載波波形，符號(hào)持續(xù)時(shí)間為N(R＞N)，所占用的頻譜資源僅為K路正交子載波的帶寬，可提高頻譜利用率。

202：非正交多載波系統(tǒng)構(gòu)造過(guò)程；

其中，對(duì)K個(gè)正交子載波中第k個(gè)子載波進(jìn)行擴(kuò)展，得到M個(gè)頻率相同，時(shí)域采樣時(shí)間不同的非正交子載波，則系統(tǒng)中的非正交子載波波形如下：

其中，k表示子載波的頻率索引，n表示子載波的采樣時(shí)間索引，m表示同頻載波的不同的采樣起始時(shí)間索引，Δn表示載波時(shí)域采樣時(shí)間間隔，則該非正交多載波傳輸系統(tǒng)的總采樣時(shí)間為N(N＝K+(M-1)×Δn)。

參見(jiàn)圖2，正交載波個(gè)數(shù)K＝64，子載波的頻率索引k＝5，載波時(shí)域采樣N＝128，同頻載波個(gè)數(shù)M＝13，載波時(shí)域采樣間隔Δn＝16。

203：結(jié)合壓縮感知理論，使得映射到各個(gè)非正交子載波上的調(diào)制信號(hào)具有稀疏性，在接收端可以利用重構(gòu)算法實(shí)現(xiàn)信號(hào)的解調(diào)。

綜上所述，本發(fā)明實(shí)施例在系統(tǒng)符號(hào)持續(xù)時(shí)間不變的情況下，將頻域上相互正交的子載波擴(kuò)展成多個(gè)時(shí)域相互混疊的多個(gè)非正交子載波，結(jié)合壓縮感知理論，使得映射到各個(gè)非正交子載波上的調(diào)制信號(hào)具有稀疏性，在接收端可以利用重構(gòu)算法實(shí)現(xiàn)信號(hào)的解調(diào)，與OFDM相比較，即提高了系統(tǒng)的頻譜利用率，還降低了誤碼率。

實(shí)施例3

下面結(jié)合圖3對(duì)實(shí)施例1和2中的方案進(jìn)行可行性驗(yàn)證，詳見(jiàn)下文描述：

如圖3所示為正交多載波傳輸(OFDM)和本發(fā)明實(shí)施例提出的非正交多載波傳輸?shù)南到y(tǒng)性能對(duì)比圖，其中，信道均為瑞利衰落信道，輸入信號(hào)均為QPSK符號(hào)。OFDM系統(tǒng)包含N＝128個(gè)正交子載波，系統(tǒng)符號(hào)持續(xù)時(shí)間為N＝128，本發(fā)明實(shí)施例提出的非正交多載波傳輸在系統(tǒng)符號(hào)持續(xù)時(shí)間同樣為N＝128的條件下，以K＝64、M＝3的多載波系統(tǒng)和K＝32、M＝7的多載波系統(tǒng)為例。

由圖3可以看出，隨信噪比條件的變化，本發(fā)明實(shí)施例提出的非正交多載波傳輸方案與OFDM系統(tǒng)的誤比特率性能幾乎相同，正交載波個(gè)數(shù)越多，與OFDM性能越接近。但其占用的頻譜資源僅為OFDM系統(tǒng)的1/2和1/4，極大地提高了頻譜利用率，而沒(méi)有損失系統(tǒng)性能。

本領(lǐng)域技術(shù)人員可以理解附圖只是一個(gè)優(yōu)選實(shí)施例的示意圖，上述本發(fā)明實(shí)施例序號(hào)僅僅為了描述，不代表實(shí)施例的優(yōu)劣。

以上所述僅為本發(fā)明的較佳實(shí)施例，并不用以限制本發(fā)明，凡在本發(fā)明的精神和原則之內(nèi)，所作的任何修改、等同替換、改進(jìn)等，均應(yīng)包含在本發(fā)明的保護(hù)范圍之內(nèi)。