本發(fā)明屬于深空激光通信領域，涉及一種光子探測陣列信號的合成及開環(huán)同步方法。

背景技術：

激光通信具有容量大、功耗低、天線尺寸小等諸多優(yōu)勢，在遠距離空間通信中極具發(fā)展前景。在深空激光通信中，為降低對發(fā)射激光功率的要求，脈沖位置調(diào)制(pulsepositionmodulation,ppm)和光子探測器陣列是普遍認可的兩項關鍵技術。

相比傳統(tǒng)開關鍵控(on-offkeying,ook)調(diào)制方式，ppm調(diào)制具有能量效率高和抗干擾能力強等優(yōu)點，它通過展寬信號帶寬來降低對信號能量的要求。

光子探測器可探測單個入射光子，入射光子激發(fā)的一個電子經(jīng)過極大倍數(shù)的放大后輸出一個強電脈沖，其探測靈敏度遠高于傳統(tǒng)的雪崩光電二極管(apd)，也高于前置光放大器或相干光探測方式。其主要缺點是一次探測只能分辨一個光子，一般較長的恢復時間后才能探測下一個光子，因此器件重復頻率較低。解決光子探測器重復頻率低這個缺點的主要方法是采用陣列技術，接收機由多個光子探測器組成陣列，各子探測單元獨立工作，當其中一部分探測單元處于恢復狀態(tài)時，另一些探測單元可能正好處于工作狀態(tài)，這種方式可顯著提高探測頻率，并可利用陣列分集接收特性抑制各種衰落的影響。

時隙同步是ppm調(diào)制解調(diào)系統(tǒng)的一項關鍵技術，同步系統(tǒng)建立不起來，解調(diào)就無從談起。一般ppm時隙同步主要以閉環(huán)跟蹤的鎖相環(huán)、早遲門方式為主，這種閉環(huán)時鐘同步方式由于需要進行閉環(huán)跟蹤，系統(tǒng)不可避免的比較復雜，當采用陣列接收時更加復雜。對于采用陣列接收時的閉環(huán)時鐘傳統(tǒng)方案來說都有其各自的缺點，若采用單路信號跟蹤時，各支路信號比較弱，難以實現(xiàn)時隙同步；若采用各支路信號協(xié)同跟蹤時，系統(tǒng)又太過復雜。為此，設計出無需閉環(huán)跟蹤的結(jié)構(gòu)簡單的時隙同步方法具有重要意義。

技術實現(xiàn)要素：

有鑒于此，本發(fā)明的目的在于提供一種數(shù)字信號處理的開環(huán)同步方式來代替鎖相環(huán)、早遲門的閉環(huán)時鐘同步方式實現(xiàn)時隙同步，陣列信號合成方法簡單且易實現(xiàn)。

為達到上述目的，本發(fā)明提供如下技術方案：

一種光子探測陣列信號的合成及開環(huán)同步方法，包括以下步驟：

s1：利用n個光子探測器對經(jīng)過信道傳輸后的信號進行探測，將測量得到的各路信號中每個光子到達時間轉(zhuǎn)換成對應的時隙信息數(shù)據(jù)；

s2：相關及合并各支路信號；

s3：根據(jù)相關得到的時隙位置偏移值將各路信號的計數(shù)值對齊并進行定時誤差估計；

s4：根據(jù)估計的初始相偏和頻偏對合成信號進行ppm時隙數(shù)據(jù)恢復；

s5：解調(diào)輸出。

進一步，所述各路信號中每個光子到達時間測量方法為：每個光子經(jīng)過光子探測器后產(chǎn)生一個脈沖信號，每路信號分別用一個計數(shù)器進行計數(shù)，通過檢測各個脈沖上升沿的方式測量得到各支路光子到達時間，并將測量所得數(shù)據(jù)進行存儲。

進一步，所述步驟s2具體為：對n路陣列信號按信號強弱順序從高到低進行排序，將前兩路最強的信號進行相關，最大相關值的出現(xiàn)位置即為時隙對齊位置，將兩路信號時隙對齊后，通過“和”合并方式合并成一路信號；將合并的信號再與剩下的最強的信號進行相關并合并；以此類推，將n路陣列信號合并成一路信號。

進一步，所述定時誤差估計適用于其中m≥2，fc為計數(shù)器計數(shù)頻率，fs為時隙頻率；具體步驟如下：

s301：初始設定一組各支路信號的初始相偏和頻偏，分別記為ε0、γde；

s302：將ε0、γde帶入各支路計數(shù)值修正公式th2,n＝[th1,n×(1+γ)+ε]，式中，th1,n表示各支路對齊計數(shù)值，th2,n表示各支路修正后計數(shù)值，[]表示按四舍五入取整；

s303：計算各支路修正后計數(shù)值在對應時隙的偏移量δt，δt＝(th2,n-m×[th2,n/m])/m；

s304：將時隙位置按照fc和fs的關系均勻分成m個點，統(tǒng)計步驟s303所得的各支路偏移量δt中分別對應m個點的光子數(shù)個數(shù)，將每個點對應的各支路統(tǒng)計光子數(shù)分別進行求和，根據(jù)統(tǒng)計數(shù)據(jù)畫出統(tǒng)計直方圖；

根據(jù)步驟s304中所得到的統(tǒng)計直方圖，區(qū)分計數(shù)器計數(shù)時鐘與發(fā)送端時隙時鐘同步及不同步的情況，將均方誤差或者標準差作為不同ε和γ情況下同步程度的衡量標準；

s305：計算十個點的均方誤差mse或標準差σ(x)，式中，ni表示各個點對應的光子數(shù)，yi表示100組計數(shù)時鐘與發(fā)送端時鐘同步情況下各個點對應的光子數(shù)的均值；式中，xi表示不同時隙位置的點，ni表示各個點對應的光子數(shù)；

s306：設定ε、γ的搜索范圍，對ε、γ進行二維搜索，重復步驟s302至步驟s305，得到不同ε、γ對應的均方誤差或標準差；

s307：查找步驟s306所有搜索值中對應均方誤差或標準差的最小值，最小均方誤差或最小標準差所對應的一組ε、γ即初始相偏和頻偏估計值εg、γg。

本發(fā)明的有益效果在于：

(1)相比較傳統(tǒng)的采用鎖相環(huán)、早遲門閉環(huán)時鐘同步方式實現(xiàn)時隙同步的方法，本發(fā)明采用基于光子到達時間測量的光子探測陣列信號的時隙同步方法不需要閉環(huán)跟蹤，系統(tǒng)結(jié)構(gòu)更簡單。

(2)本發(fā)明將各支路信號按信號強弱性順序進行排序可以提高合并信號的可靠性，采用對齊后的各路信號求“和”作為陣列接收機的輸出的陣列接收方式可有效抑制光子探測器死時間及各種干擾衰落，降低系統(tǒng)誤碼率。

(3)本發(fā)明根據(jù)計數(shù)時鐘與發(fā)送端ppm時隙時鐘在同步及不同步的情況下，由光子到達時間的計數(shù)值偏移量畫出的統(tǒng)計直方圖會有明顯的區(qū)別來進行定時誤差估計，方法簡單易實現(xiàn)，且估計精度高。

附圖說明

為了使本發(fā)明的目的、技術方案和有益效果更加清楚，本發(fā)明提供如下附圖進行說明：

圖1為本發(fā)明總體結(jié)構(gòu)示意圖；

圖2為光子探測陣列信號合成結(jié)構(gòu)原理圖；

圖3為定時誤差估計流程圖；

圖4為某支路計數(shù)值修正后在對應時隙偏移量的實例圖；

圖5為fc/fs＝10時，不同ε和γ對應計數(shù)值偏移量的統(tǒng)計直方圖；

圖6為fc/fs＝2時，不同ε和γ對應計數(shù)值偏移量的統(tǒng)計直方圖；

圖7為fc/fs＝10時，按均方誤差和標準差同步方式解調(diào)與理想同步解調(diào)得到的誤碼率對比圖；

圖8為fc/fs＝2時，按均方誤差和標準差同步方式解調(diào)與理想同步解調(diào)得到的誤碼率對比圖。

具體實施方式

下面將結(jié)合附圖，對本發(fā)明的優(yōu)選實施例進行詳細的描述。

本發(fā)明提供了一種光子探測陣列信號的合成及開環(huán)同步方法，為了更好的說明該方法的實施方案，將整個光ppm信號調(diào)制解調(diào)系統(tǒng)進行說明，對眾所周知的功能結(jié)構(gòu)不必要的描述在此被略去。本發(fā)明結(jié)構(gòu)總體示意圖如圖1所示，該方法的實施方案如下：

發(fā)射端首先將二進制數(shù)據(jù)進行信道編碼，可采用scppm、ldpc、turbo等編碼方案，然后將編碼后的數(shù)據(jù)送入ppm調(diào)制系統(tǒng)，產(chǎn)生ppm波形并成幀，并由激光器將數(shù)據(jù)發(fā)出，使其在空間信道中傳輸。

接收端通過陣列接收機對信號進行接收。陣列接收機有n個光學天線，n個光子探測器分別與每個子光學天線收集的光信號經(jīng)過耦合，將光子探測器輸出的n路電信號送入光子到達時間測量單元，測量各支路信號每個光子到達時間。

每個光子經(jīng)過光子探測器后產(chǎn)生一個脈沖信號，每路信號分別用一個計數(shù)器進行計數(shù)，通過檢測各個脈沖上升沿的方式測量得到各支路光子到達時間。測量原理如下：當檢測到第一個脈沖上升沿時，計數(shù)器從零開始計數(shù)，當檢測到第二個脈沖上升沿時，把此刻的計數(shù)值存儲，計數(shù)器不停，當檢測到第三個脈沖上升沿時，把新的計數(shù)值存儲，依次將各個計數(shù)值按順序進行存儲，最后將存儲的各個計數(shù)值通過串口發(fā)送出來。n個計數(shù)器對n路光ppm陣列信號每個脈沖上升沿的時間測量后，分別得到n路信號各個光子到達時間的測量數(shù)據(jù)，將其轉(zhuǎn)換成對應的時隙信息數(shù)據(jù)并送入信號合成單元，完成各支路信號合并。

由于各支路信號來自不同的天線，各路信號之間存在時隙偏差，各支路信號要先實現(xiàn)起始時隙位置對齊，然后進行信號合并。因ppm信號是由同一發(fā)射機發(fā)出的，故各支路信號的ppm有用信號之間是完全相關的，且噪聲之間不具有相關性。根據(jù)上述特點，利用各支路信號之間的相關性搜索同步位置進行時隙對齊。

為了提高合并信號的可靠性，首先將n路時隙信息序列根據(jù)信號強弱性順序從高到低進行排序，可以通過統(tǒng)計各支路信號‘1’的個數(shù)進行信號強弱性的判斷，‘1’最多的支路信號最強。如圖2所示，經(jīng)過排序后的n路信號分別用x1(k),x2(k),x3(k),…,xn(k)表示。先將前兩路信號x1(k),x2(k)進行相關，根據(jù)相關性搜索同步位置，最大相關值的出現(xiàn)位置即為時隙對齊位置，相關公式表示為：

式中，i表示x2(k)的原位置調(diào)整到時隙對齊位置偏移值，l表示相關長度。

將時隙位置對齊后的兩路信號通過“和”合并方式合并成一路信號，合成信號c1,2(k)表示為：

c1,2(k)＝x1(k)+x2(k+i)

將合并后的信號c1,2(k)與第三路信號x3(k)進行相關，搜索其同步位置，根據(jù)相關值最強對齊時隙位置,然后將時隙位置對齊后的兩路信號通過“和”合并方式合并成一路新的信號c1,2,3(k)。

按照上述思路，將剩余各支路信號利用相關性搜索同步位置對齊時隙起始位置，將時隙對齊后的信號通過“和”合并方式最終合并成一路信號，最終合成信號c1,2,…,n(k)表示為：

c1,2,…n(k)＝x1(k)+x2(k+i)+…+xn(k+m)

式中，i,…,m取值分別為x2(k),…,xn(k)的原位置調(diào)整到時隙對齊位置偏移值。

根據(jù)各支路時隙對齊位置偏移值i,…,m調(diào)整各支路光子到達時間的計數(shù)值，得到n路對齊后的計數(shù)數(shù)據(jù)，各支路起始時隙位置調(diào)整公式表示為：

th1,n＝[tq,n+τn]

式中，tq,n表示各支路起始時隙位置未調(diào)整計數(shù)值，th1,n表示各支路時隙位置對齊計數(shù)值，n表示各支路信號，n取2,…,n，τn表示各支路信號對應時隙對齊位置偏移值，τ2,…,τn分別取i,…,m。

將n路對齊后的計數(shù)數(shù)據(jù)th1,n送入定時誤差估計單元，進行定時誤差估計。接收端由于采用異步時鐘計數(shù)方式實現(xiàn)時隙同步及數(shù)據(jù)恢復，假設未知的初始相偏和頻偏分別表示為ε和γ，通過估計各支路信號的初始相偏ε及頻偏γ得到定時誤差信息。由于接收端采用同一個時鐘進行計數(shù)，故各支路信號頻偏γ相同。

信號在信道中傳輸，會受到各種信道特性的影響，如探測器的響應特性、大氣湍流、多普勒效應等很多因素都會引起探測到的脈沖信號時先時后，即引起時延抖動。此方案中假定光子探測器探測到的光子到達時間的時延抖動模型服從高斯分布。

圖3為定時誤差估計流程圖，m＝10，其具體步驟如下：

步驟一：初始設定一組各支路信號的初始相偏和頻偏，分別記為ε0、γde。

步驟二：將ε0、γde帶入各支路計數(shù)值修正公式，修正公式為：

th2,n＝[th1,n×(1+γ)+ε]

式中，th2,n表示各支路修正后計數(shù)值，[]表示按四舍五入取整。

步驟三：計算各支路修正后計數(shù)值在對應時隙的偏移量δt，δt計算公式為：

δt＝(th2,n-10×[th2,n/10])/10

圖4為某支路修正前后計數(shù)值及偏移量的實例圖，可以按照圖中所示方式得到各支路的修正計數(shù)值及偏移量。

步驟四：將時隙位置按照[-0.5:0.1:0.4](單位：slot)分成10個點，統(tǒng)計步驟三所得的各支路偏移量δt中分別對應10個點的光子數(shù)個數(shù)，將各支路對應10個點的光子數(shù)個數(shù)分別進行求和，根據(jù)統(tǒng)計數(shù)據(jù)畫出統(tǒng)計直方圖。

步驟五：計算這十個點的均方誤差mse或標準差σ(x)，mse和σ(x)計算公式分別為：

式中，ni表示各個點對應的光子數(shù)，yi表示100組計數(shù)時鐘與發(fā)送端時鐘同步情況下各個點對應的光子數(shù)的均值。

式中，xi表示不同時隙位置的點，ni表示各個點對應的光子數(shù)。

步驟六：假定計數(shù)時鐘頻偏誤差在±20ppm范圍內(nèi)，其中1ppm表示1×10^-6，設定ε、γ的搜索范圍，此處ε取[-0.5:0.1:0.4](單位：slot)，γ取[-20:1:20](單位：ppm)，在該網(wǎng)格范圍內(nèi)進行二維搜索，重復步驟二至步驟四，得到不同ε、γ對應的均方誤差或標準差。

步驟七：查找步驟五中不同搜索值對應均方誤差或標準差的最小值，最小均方誤差或最小標準差所對應的一組ε、γ即初始相偏和頻偏估計值εg、γg。

假定實際值γ＝5ppm,ε＝0.2slot，按不同的搜索值修正計數(shù)值后得到的統(tǒng)計直方圖如圖5所示。從圖中可以看出，當搜索值與實際值相同時，其各支路偏移量δt的統(tǒng)計數(shù)據(jù)與理想同步情況下的統(tǒng)計數(shù)據(jù)相一致；當頻偏搜索值偏離實際值時，其統(tǒng)計數(shù)據(jù)與之區(qū)別明顯。

當m＝2時，按不同的搜索值修正計數(shù)值后得到的統(tǒng)計直方圖如圖6所示，由于與m＝10時思路一致，在此不進行單獨說明。

在完成各支路ppm時隙信號定時誤差估計后，進行ppm時隙數(shù)據(jù)的恢復，即根據(jù)εg、γg對c1,2,…,n(k)進行頻率和初始相位的調(diào)整，從而實現(xiàn)ppm信號的時隙同步。

對于已經(jīng)實現(xiàn)同步的合成信號按一個時隙作為一組分別求和，并將其轉(zhuǎn)換成似然比的形式，然后將似然比送給譯碼器進行譯碼，最后輸出。

對m＝10和m＝2情況下按照本發(fā)明的同步方式解調(diào)得到的誤碼性能進行仿真。如圖7所示，當m＝10時，按標準差同步方式和均方誤差同步方式解調(diào)得到的誤碼性能與理想同步方式解調(diào)得到的誤碼性能相比有所損失但該損失很小，可忽略；如圖8所示，當m＝2時，按標準差同步方式和均方誤差同步方式解調(diào)得到的誤碼性能與理想同步方式解調(diào)得到的誤碼性能相比約有0.25db的損失。這是由計時器精度不足引起的，采用更高的計時器精度可適當提高誤碼性能。但總的來說，當m≥2時，本發(fā)明提出的信號合成及同步方案是可行的，能正確解調(diào)出信息。

綜上所述，相比較傳統(tǒng)的采用鎖相環(huán)、早遲門這種閉環(huán)時鐘同步方式實現(xiàn)時隙同步的方法，基于光子到達時間測量的光ppm陣列信號時隙同步方法無需閉環(huán)跟蹤且系統(tǒng)結(jié)構(gòu)簡單；所提供的陣列信號合成方法可有效抑制光子探測器死時間及各種干擾衰落，并可以降低系統(tǒng)誤碼率；所提供的定時誤差估計方法簡單易實現(xiàn)，且估計精度高，因此本發(fā)明方案具有重要意義。

最后說明的是，以上優(yōu)選實施例僅用以說明本發(fā)明的技術方案而非限制，盡管通過上述優(yōu)選實施例已經(jīng)對本發(fā)明進行了詳細的描述，但本領域技術人員應當理解，可以在形式上和細節(jié)上對其作出各種各樣的改變，而不偏離本發(fā)明權(quán)利要求書所限定的范圍。